基于UC3844的电流控制型反激变换器分析与设计

云 珂

（南京理工大学 自动化学院，江苏 南京 210094）

0 引 言

反激变换器具有体积小、成本低、可靠性高以及易于实现多路输出等特点，在中小功率领域得到了广泛应用，特别适用于作为各类控制系统的辅助电源[1]。反激变换器中电感电流变化率较大，非常适合电流控制型的应用。在反激变换器中，首先推荐使用电流控制型。但是，由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至可能导致开关管损坏[2-3]。因此，为确保反激变换器安全可靠工作，必须引入钳位电路吸收漏感能量。钳位电路可分为有源[4-5]和无源[6-7]钳位电路两类，其中无源钳位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。本文分析了反激变换器的工作原理，详细说明了电路参数的设计方法，并基于UC3844控制芯片，设计了满载功率为36 W的反激变换器，以验证设计参数[8]。

1 反激变换器的工作原理

反激变换器（Flyback Converter）本质上属于Buck-Boost变换器，输入回路与输出回路隔离，既可以升压也可以降压，广泛应用于100 W以内的隔离式开关电源。。

反激变换器的初级回路主要由输入滤波电容Cin1、PWM控制器、启动电路及控制器供电电路、反激变压器主绕组、开关管Q以及尖峰脉冲吸收电路等部分组成；而次级回路主要由反激变压器次级绕组、整流二极管D3、输出滤波电容C0等部分组成。电流型PWM控制的反激变换器如图1所示。

其中CY为初级、次级共模滤波电容，一般不能省略，除非变换器功率很小，变压器也采用特殊绕线方式。CY电容需要接在电位相对稳定的节点上，一般接在初级地、次级地之间，起原副边隔离的作用。当初级具有大电容滤波时，也可以接在输入侧高压母线Vin与次级地或输出端V0之间。反激变换器正常工作时，图2给出了关键节点电压以及主要元件电流波形。

图1 电流型PWM控制的反激变换器

图2 正常工作时的波形

当开关管Vgs为高电平时开关管导通，变压器初级绕组电流从最小值线性增加。当t=Ton时，初级绕组电流达到峰值导通期间，次级感应电压与初级电压极性相反，次级整流二极管D3反偏，次级绕组电流为0。

当开关管Vgs跳变为低电平时开关管截止，次级感应电压极性相反，输出整流二极管D3导通，储能变压器次级绕组电感电流Is从峰值线性减小。当t=Toff时，次级绕组电流达到最小值，存储在磁芯中的磁能向负载释放。

由于初级绕组磁通不可能完全耦合到次级绕组，即初级与次级之间存在漏感ILK。在开关管关断瞬间漏极存在很高的尖峰电压，此时漏极电压远大于次级绕组反射电压。此外，由于整流二极管D3从截止到导通存在一定的延时，因此截止瞬间主绕组存储的能量也会在开关管漏极产生瞬时高压。因此，对于单管反激变换器而言，需要在初级绕组两端增加尖峰脉冲吸收回路，避免开关管过压击穿，并改善EMI性能指标。当二级管D3完全导通以及漏感IKP存储的能量完全释放后，Vds电压降为在DCM模式中，当次级绕组电感电流Is下降到0后，反射电压Vor消失，Vds电压将进一步下降为Vin，如图2所示。

2 硬件电路设计

2.1 EMI滤波电路

EMI滤波器本质上是一个低通滤波器，由差模滤波电容、共模滤波电容、共模滤波电感以及为防止触电设置的泄放电阻等元件组成，如图3所示。它可以使50～400 Hz的低频交流信号尽可能无损通过，而对高频的差模、共模干扰信号具有很强的抑制作用。

图3 EMI滤波电路

共模滤波电感L两个绕组完全耦合时，对差模信号而言，磁通相互抵消，不会产生磁饱和，差模信号可以顺利传输；对共模信号来说，磁通相互叠加后呈现很高的电感量，阻碍共模噪声通过。

共模滤波电感大小一般为4.7～10 mH，可以通过Y安规电容容量，由式（1）确定滤波电感的感值：

但是，本次设计没有增加Y安规电容，所以根据经验选择4.7 mH的U形滤波电感。

电源线之间的差模滤波元件由X安规电容承担，电容容量一般为0.033～0.47 μF，大小与变换器输入瞬态峰值电流、后级整流滤波电路形式等因素有关。在输入电压、输入功率相同的条件下，如果市电整流后采用大电容滤波，则滤波电路中的X电容可适当小一些，本文选择安规电容X1“0.1 μF/275 VAC”。

当X电容总容量达到0.1 μF以上时，必须增加泄放电阻R，使交流插头拔去后开关电源输入端残留电压在1 s内下降到额定电压的37%以内，避免产生触电事故。利用电容充放电时间计算公式，可得泄放电阻：

2.2 主电路设计

交流电经整流桥后变成馒头波，需要增加一个大容量的滤波电容滤除工频纹波分量。输入滤波电容容量的大小将影响输入电压Vin的最小值，如果电容取值太小，可能造成磁芯饱和、开关管过流损坏等不良后果；如果电容取值过大，变换器的体积和成本也会增加，将造成在一个市电周期内，工频整流电路的工作时间太短、输入电流谐波幅度大、功率因数偏低等后果。所以，应该合理确定输入滤波电容的大小。通常，可以按照经验值选取。对于宽范围输入电压（85～265 VAC），取2～3 μF/W；对窄范围输入电压（176～265 VAC），取1 μF/W即可。

对本设计而言，合适的电容容量为72～108 μF。考虑到电容容量的标准值和变换器体积的因素，最终选取了两个47 μF/400 V的高压电解电容并联，则输入滤波电容C1=94 μF。

开关管最大占空比Dmax的取值，应当保证Vds_max不超过MOS管耐压等级的80%。对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时会发生次谐波震荡。综合考虑，设计中取Dmax不超过0.45。

正常工作时，变压器副边反射到原边的电压为：

忽略二极管压降时，次级整流二极管承受的最大电压为：

开关管两端的最大电压为：

设计在CCM模式的反激变换器。当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式。两种模式均在最恶劣条件下，即输入电压最低且满载的情况下设计变压器的初级电感Lm，由式（6）确定电感量：

其中，fs为反激变换器的工作频率，kRF为电流纹波系数。

设计在DCM模式变换器取kRF=1；设计在CCM模式变换器取kRF＜1时，kRF的取值会影响到初级电流的有效值，即kRF越小，电流有效值越小，MOS管的损耗越小，但电流纹波系数kRF的减小会导致变压器的体积增大，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM模式的反激变换器，宽压输入时（90～265 VAC），kRF取0.25～0.5；窄压输入时（176～265 VAC），kRF取0.4～0.8即可。

原边侧电流的直流分量为：

电流交流分量：

原边的峰值电流为：

原边电流的有效值为：

在设计中需要保证Ids_pk不超过选用MOS管最大电流值80%，所以选择开关管的型号为STP9NK70Z。

考虑二极管正向导通时的压降为VF，则整流二极管承受的最大反向电压为：

变压器副边电流的有效值为：

二极管流过的电流有效值为：

选取二极管型号时，留有一定的裕量，则二极管的反向耐压值和正向导通电流应该满足：

选择肖特基二极管MBR1080CT可以满足设计要求。输出端的纹波电流为：

选取的输出电容的纹波电流值Iripple需满足：

单个电容的等效串联电阻较大。如果输出电容只有一个，会使得变换器很难达到想要的低纹波输出特性。此时，可通过在输出端多并联几个电容或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。需要注意的是，LC滤波器的转折频率要大于1/3开关频率。考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，电感不宜过大。

本设计中选择两个470 μF的电解电容和一个1 μH的电感组成CLC滤波器，输出电压纹波为：

反激变换器在MOS关断的瞬间，变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振电压尖峰会加在MOS管的漏极。如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此，需要采取措施把这个尖峰电压吸收掉。

在反激变换器设计中，常用如图1所示的RCD电路作为反激变换器的吸收电路。在RCD吸收电路中，电阻值与电容值相对独立。事实上，如果成本允许，电容几乎可以尽可能大。这时仅电压纹波分量会降低，其平均钳位电压水平取决于电阻值，电阻的大小则决定了钳位电路的损耗，所以必须准确计算电阻值大小。

根据钳位电路的损耗方程可得Rclamp的值为：

其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100 V；LLK为变压器初级漏感，实测值为12 μH；流入钳位电路的电流一般是峰值开关管电流的80%。

Cclamp由式（20）决定：

输出功率比较小时，钳位二极管可采用慢恢复二极管；反之，则需要使用快恢复二极管。这里选择二极管1N4001型二极管。

3 控制电路设计

3.1 芯片外围电路设计

本次设计采用的控制芯片UC3844是一种高性能、固定频率的电流模式控制器，专为离线和直流至直流变换器应用设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。它的特点是外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。

设计的反激变换器开关频率为100 kHz，开关频率为内部振荡器频率的1/2，振荡器频率由定时元件RT和CT选取决定，这里取RT=8.2kΩ、CT=1 nF。

MOSFET功率开关管的源极所接的RS是电流取样电阻。变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3，构成电流控制闭环；R14和C15构成RC低通滤波器，截止频率为1.59 kHz。当脚3电压超过1 V时，PWM锁存器将封锁脉冲，对电路启动过流保护功能。所以，芯片的外围电路如图4所示。

图4 UC3844芯片的外围电路

3.2 补偿电路设计

对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II补偿电路即可。典型的接线方式如图5所示。

通常，为降低输出纹波噪声在输出端会加一个小型的LC滤波器。但是，低通滤波器会影响到环路的稳定性，而电感和电容的引入使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知，当滤波器的转折频率大于带宽fc的5倍以上时，那么其对环路的影响可以忽略不计。实际设计中，建议电感不超过4.7 μH。将Type II补偿网络的极点wp放到fc的k倍处，将零点wz放到fcs的1/k处，可以计算出补偿网络的参数。

图5 Type II补偿网络

4 实验验证

为了验证设计的反激变换器的有效性，基于UC3844对36 W的Flayback变换器进行了实验验证。具体电路参数为：输入交流电压有效值为Vin为90～264 VAC，f=50 Hz，Vo=24 V，fs=100 kHz。

图6为满载情况下，不同输入电压时，输入电压和输入电流的波形。可以看出，满载时输入电流波形畸变大、PF值小，这是由于前端没有加PFC电路，导致功率因数偏低。此外，在满载时输入电压的正弦波有畸变，特别是在低输入电压时比较明显，因为输入电压越低，输入电流越大，引入电网的谐波也就越大

图7为不同输入电压下，MOSFET的Vgs和Vds的电压波形。可以看出，开关频率固定，随着输出电压的波形，控制芯片通过输出不同占空比的PWM波来驱动开关管动作，调整输出电压使其稳定在24 V。开关管关断瞬间，变压器的漏感与MOS管的输出电容产生谐振。由于有RCD钳位电路的限制，MOS管的漏极电位被拉高到Vin+Vclamp。之后，这个尖峰被RCD电路吸收掉，MOS管漏极电位降低到Vin+Vor。最后，当变压器磁芯存储磁能释放完毕后，由MOS管输出电容和变压器电感引起的寄生振荡。

图8为满载情况下，不同输入电压时，输出电压Vo和输出电流Io的波形。可以看出，输入电压不同时，变换器满载工作的输出电压能稳定在24 V，输出电流稳定在1.5 A。

在不同输入电压下，测试了变换器的工作效率，测试结果如表1所示。

表1 变换器的工作效率

5 结 论

本次设计的变换器输入电压90～265 VAC，输出电压24 V、电流1.5 A，设计效率80%。经实验验证，变换器可以正常工作，变换器的输出电压和输出功率满足设计要求，输出电压波形纹波较小，变换器的效率也达到了最初设计目标的80%。

图6 满载情况不同输入电压下输入电压、输入电流波形

图7 不同输入电压下Vgs、Vds波形

图8 满载时不同输入电压下Vo、Io波形