大功率变频器I G B T并联驱动电路设计

泰安众诚自动化设备股份有限公司 闫晓兵

1 引言

绝缘栅型双极性晶体管（InsulatedGateBipolarTransistor-IGBT）是一种电压控制型功率器件，所需驱动功率小、控制电路简单、导通压降低，且具有较大的安全工作区和短路承受能力，在中功率及以上的逆变回路中得到广泛应用。

大功率变频器功率等级通常为几百甚至上千kW，主电路瞬时电流可达到数百安培以上，浪涌电压超几千伏，靠单个主开关器件来满足要求非常困难。通常，电流越大的IGBT价格越高，可供选择的供应商越少，价格也居高不下。这也加大了电源成本和驱动电路的复杂性，在试验阶段运行风险很大，可靠性不高。而低电流的IGBT厂商较多量产时间久价格较低，采用多管并联提高电流定额以满足输出功率等级要求，具有很高的实际应用价值。

IGBT作为核心功率器件，其驱动电路对于功率变换器至关重要，直接决定了系统的可靠性和安全性。如何有效地驱动和保护多个并联使用的IGBT，使其安全高效地工作，已成为当前电力电子领域的一个重要课题。

本文以HCPL-316J芯片为核心，设计了具有过流保护功能的驱动电路，详细分析了驱动电路的工作过程及过流保护过程，并进行了相应的实验验证。

2 IGBT的并联特性和通断过程

并联的IGBT自身参数的不一致及电路布局的不对称性，会引起器件电流分配的不均衡，严重时会使器件失效甚至损坏主电路。IGBT并联应用时，电流分配不均衡主要有两种：稳态电流不均衡和瞬态电流不均衡。为避免稳态不均衡，通常要求使用同一厂家同一批次的产品以减少管子的饱和压降VCE(sat)和输出特性的不一致，并按一定的比率降额使用，一般应降低15～20%[1]。这里主要讨论瞬态电流不均衡。为方便论述，全文所有IGBT数据均以英飞凌公司的FF300R06KE3型模块为例。

影响开关时刻电流均衡的主要因素是并联IGBT的转移特性即集电极电流和栅-射极电压的关系，开启电压及开关延迟时间不一致将导致开关时刻的瞬态不均衡。当应用于并联的IGBT模块VGE相同时，转移特性陡峭的IGBT模块承担大部分的电流，因此会产生较大的开关损耗。

图1 并联IGBT的等效电路

两个转移特性一致的管子并联的等效电路如图1所示。门极寄生电感LG1+LG2、器件电容CG1+CG2以及门极电阻RG1+RG2之间存在振荡电路；IGBT关断时，会出现寄生振荡，并联器件不均流，严重时损坏器件。通常，产生振荡现象的衡量标准Q可以表示为[1]：

Q值要小于0.5时。

IGBT开通时间和开通损耗主要取决于门极电阻的大小，合适的门极电阻RG对IGBT的驱动也相当重要。RG较小可以提高开关速度降低开通损耗，但太小会导致较高的di/dt使门极电压产生振荡，同时会使IGBT的dv/dt减小。RG太大，RGBT的开通与关断时间增加，开关损耗增大。所以，开通过程要求门极电阻的选择原则应是在不引起振荡的前提下，尽可能小地选择RG以减小开通损耗。关断过程中，RG的影响相对较小，但是较小的RG缩短了关断时间，减少了所必需的死区时间。这就要求关断时RG要在不增大关断损耗的前提下尽可能地大。

3 驱动电路设计和过流软关断原理分析

HCPL-316J是一款智能型IGBT驱动光耦，集成了UCE饱和压降检测、欠压锁定、软关断及故障反馈，采用三重复合达林顿管集电极开路输出结构[2]。

3.1 驱动电路组成

基于光耦芯片HCPL-316J的驱动电路主要由PWM输入、过流故障输出、过流检测、过流软关断等电路组成。正常工作时，DSP输出的6路PWM方波信号，经推挽式光耦驱动电路输入模块连接至HCPL-316J，再经过其内部运放比较和光电隔离后产生正向导通电压或反向关断电压来驱动IGBT模块。当IGBT模块发生过流故障时，过流检测电路会产生一个高于7V的电压反馈信号给HCPL-3167芯片，过流软关断功能启用；待栅极电压缓慢降低后，再封锁IGBT的驱动脉冲，同时反馈故障信号给DSP的保护中断。在DSP发出复位指令前，PWM输出无法到达HCPL-316J芯片内部，从而有效保证了IGBT模块不会在故障没有排除的情况下，因误动作而导通。

IGBT的开通和关断由门极和发射极间的电压UGE决定，当在门极和发射极加一大于开启电压UGE(th)的正电压时，IGBT导通；当门极施加一负偏压或者栅压低于门限电压时，IGBT就关断。当UGE较小时，IGBT通态压降会变大，IGBT就容易发热，随着UGE增大，通态压降就降低，IGBT的通态损耗就降低。当UGE很大时，容易造成门极的击穿，并且还容易产生擎住效应，无法关断IGBT甚至损坏器件。一般UGE选取范围为15～18V。当关断IGBT时，为了实现快速关断，UGE取负偏压。为了降低关断损耗和du/dt误触发，UGE不应该太小，典型的取值为-5～10V。

大功率变频器IGBT模块并联使用时的整体驱动电路如图2所示。电路设计时要保证在饱和导通时，两管的集电极电流和饱和压降都应该相等，两管的开关过程要最大限度地均衡。

3.2 过流检测电路

过流检测部分的电路如图3所示。当IGBT导通时，HCPL-316J内部的电流源从电阻R4、二极管D4、稳压管D1和IGBT的CE两端回流至管脚VE端。IGBT导通时过流检测电压VDESAT可以表示为[2]：

其中，VR4为串联电阻R4的电压；VD4为串联二极管D4正向导通压降；VD1为串联稳压管D1反向稳导压降；VCE(on)为IGBT导通压降。当IGBT关断时，二极管D1承受反向电压，此时电容C2和C3储存的电荷经内部MOS管放电为0。

图2 IGBT多管并联的整体驱动电路

图3 IGBT模块的过流检测电路

当IGBT发生短路时，额定电流会在短时间达到额定电流的5～6倍，此时必须关断IGBT。而电流的快速增大，也必然使得IGBT的导通压降跟着快速增大，从而使得检测电压VDESAT大于7伏而启动过流保护功能。

当IGBT发生关断时，反向二极管处在反向恢复状态，就会有很大的du/dt加于集电极和发射极两端。由于密勒电容的存在，du/dt将在电容上产生瞬间电流，流向门极驱动电路[3]。该电流与门极驱动电阻RG作用，使UGE超过门限值而使器件被误触发导通[4][5]。为了防止门极电压过高，可以在门极驱动电路的末端安装两只反向串联的稳压管，如图中的R5和R6，其稳压值与正负栅压相同，就可以保证门极电压稳定不被损坏。

3.3 过流软关断的工作过程分析

基于HCPL-316J的驱动电路中，采用的是反相触发有效。在某一时刻如果发生了过流故障，此时的管脚电平及动作时序过程如图4所示[2]：

图4 过流故障时的触发时序

由于过流故障突然产生，电路中过流检测电压随着电流的增大而增大。当VFAULT>7，电路开启软关断功能。过流保护响应时间为正常运行到开启过流保护软关断的时间，此段时间越短则保护越快速。软关断电路如图5所示[2]。

发生过流故障时，VFAULT信号仍为高电平，但芯片内部50X的MOS管关断，1X的MOS管导通，电容电压经1X的MOS管放电实现缓慢降低栅压。当电压低于2V时，50X的MOS管开通，门极电压快速下降为0时，VFAULT才会变为低电平发送至HCPL-316J的同相输入端和DSP处理器的功率驱动保护中断管脚。由于HCPL-316J的同相输入端必须要置高才有效，所以一旦故障信号置低，DSP来的输入信号已经不起任何作用。这大大提高了IGBT的关断响应速度。DSP处理器在接收到故障信号后，再锁定PWM输出，可靠关断IGBT。输出电压VGE保持关断直到电路复位。

图5 软关断电路

4 样机实验

为了验证基于HCPL-316J驱动电路原理分析的正确性，搭建了以TMS320F28335为控制芯片的大功率变频器的IGBT逆变回路实验平台。系统采用6路HCPL-316J设计的驱动电路，设计输入电压三相AC380V，额定功率为200kW，额定工作电流为385A。IGBT逆变部分采用六块英飞凌公司的FF300R06KE3型模块。

过流检测电路中R4为100Ω，D1为4.7V稳压管，C2、C4各为47pF电容。此时电路发生过流保护最慢响应时间：

式中ICHG为输出电流，典型为250uA；VDESAT为正常运行时过流检测电压。计算可知：

在对样机进行实际测试时，当电机负载突然加大至2倍额定负载时，由于阻力矩突然变大，变频器因其良好的力矩跟随性而输出转矩增大；但由于力矩增大过快，尚未达到额定力矩的2倍即已发生过流保护。

经过现场测试，电路正常工作时VDESAT< 7V，故障输出信号VFAULT为5V。当发生瞬间过流时，VDESAT电压大于7V，故障输出信号VFAULT变为低电平，VGE经过软关断后驱动电压缓慢下降并最终箝位至负压封锁驱动脉冲。驱动电路发生过流保护的时间约为2.6uS，满足了设计要求。

5 结论

本文设计了一种针对大功率变频器的IGBT并联使用的驱动电路，该驱动电路基于HCPL-316J驱动芯片，在发生过流故障时可自行启动软关断功能，降低过流瞬间的di/dt，减小关断电压尖峰，有效保护IGBT模块。最后，通过样机试验进一步验证了过流软关断原理分析的正确性。

本文设计的IGBT并联驱动电路，空间布置灵活，散热空间大，且具有成本低、结构简单、过流保护性能可靠等特点。现该产品已通过工业性试验，应用效果良好。

[1]吴斌.大功率变频器及其交流传动[M].机械工业出版社.

[2]HCPL-316JDatasheet[DB].

[3]王占扩,樊生文,李正熙,王鹏.基于光耦HCPL316J的大功率IGBT驱动电路研究[J].变频器世界,2016(07).

[4]苏伟,钟玉林,刘钧,温旭辉.基于HCPL-316J的IGBT过流保护研究[J].电工电能新技术,2014(04).

[5]宫鑫,王飞,彭文亮,许强强.IGBT驱动电路密勒效应的应对策略分析[J].现代电子技术,2018(02).