宽频带缝隙馈电双层贴片微带天线设计*

周 兵，邹传云

(西南科技大学 信息工程学院，四川 绵阳 621010)

0 引言

近年来，随着无线电技术的迅猛发展，对天线的要求越来越高，既需要天线高增益、宽频带，还要求具备剖面低、重量轻、易制作等特点[1]。当前无芯片射频标签正逐渐兴起。频率编码容量大的无芯片标签工作的频率范围很宽，对标签阅读器的天线提出了更宽频带的要求。微带天线因为其固有的窄带宽的特点，导致其应用大大地受到限制[2]。为了拓展微带天线的带宽，1984年，Pozar首次提出了缝隙耦合馈电微带天线，该天线隔离了馈电网络与辐射贴片，降低了馈电网络杂散波对辐射贴片的影响，克服了传统馈电方式带来的电感效应[3]。用缝隙耦合馈电的方式来拓展带宽，工程师们做了大量的卓有成效的工作。

目前基于缝隙耦合馈电，能够有效扩展天线带宽的方式可以总结为以下三点：改变缝隙的形状[4-6]，如“E”形、“L”形、“H”形、“Hour Glass”形、“十”形等；采用层叠辐射贴片结构[7-9]；使用低介电常数和较厚的介质板[10-11]，如泡沫介质。

本文结合层叠辐射贴片和低介电常数厚介质基板两种有效扩展微带线带宽的方式，设计了一款频带宽度接近中心频率约60%的超宽带微带天线，该天线可以作为无芯片射频标签阅读器的收发天线。

1 理论分析

微带线通过缝隙耦合辐射贴片的机理是基于贴片天线的腔模型和小孔原理，分析模型如图1所示。通过理论分析可以推导出缝隙耦合的工作原理，也可以计算出不同耦合缝隙所产生的特定电磁耦合。

图1 圆形缝隙耦合矩形贴片微带天线

贴片在主模TM100产生谐振时，贴片和贴片边缘的磁壁在谐振腔内产生的电磁场可以由方程(1)、(2)来近似表示：

(1)

(2)

Pz=ε0εr1χeEz(x0)

(3)

My=-χmHy(x0)

(4)

其中χe和χm分别是缝隙的电极化率和磁极化率，对于一个半径为r0的小圆形缝隙，其电极化率和磁极化率可以分别由方程(5)、(6)来表示：

(5)

(6)

由方程(1)、(2)可知，腔体中的场不随Y轴发生变化，所以耦合缝隙可以放置在X轴的任何地方，而不会影响对主模TM100的耦合。由方程(1)～(4)可以得出，极化电流Pz在x=0或a(贴片的边界处)最大，在x=a/2(贴片的中心处)最小；极化磁流My则正好相反，在x=0或a最小，在x=a/2最大。因此，随着耦合缝隙沿X轴平移，相应的耦合机制也会发生变化，即开始是纯电偶极子，在中间是电偶极子和磁偶极子的混合，最后是纯磁偶极子。

以上分析的是缝隙的放置点与极化电流、极化磁流的关系，下面分析腔体场与馈线之间的相互耦合。

假设宽度为W的馈线是无限长的，则在馈线下方产生的电磁场的一阶近似为：

Ez=e-jkex

(7)

(8)

其中ke是微带线的有效传输常数，d是馈线介质的厚度，Zc是馈线的特征阻抗，腔体场和馈线之间的耦合系数可以由方程(9)、(10)来计算[12]：

(9)

(10)

其中CP和CM分别表示电偶极子和磁偶极子的耦合系数，Z0=377 Ω，P10代表在馈线上传输的总功率的归一化常数。方程(9)、(10)在相位上是正交的，这有助于矩形贴片微带天线得到圆极化波。对于εr1=2.55，Zc=50 Ω(d/W=0.34),根据方程(9)、(10)可以得出，磁偶极子比电偶极子的耦合要强3倍左右，故选择磁偶极子为优先考虑的耦合机制。对于相同面积的椭圆耦合缝隙，计算的结果显示其最大耦合系数要比圆形耦合缝隙大10倍左右，而对于细长的矩形缝隙，耦合系数更大。

2 天线设计及分析

2.1 天线的设计

缝隙馈电双层贴片微带天线由4层介质、两层辐射贴片、接地板、天线罩、反射面和馈电部分组成，天线结构如图2所示(反射面没有画出)。

图2 天线结构

介质的选取在天线设计过程中比较关键，介质不仅对天线的物理特性(如：尺寸、重量、机械强度等)有影响，还影响天线的带宽、辐射效率等性能。为了抑制表面波，减小后向辐射，微带线介质层选择高介电常数、低厚度的介质，而辐射层选用低介电常数、高厚度的介质可以得到更宽的带宽；耦合缝隙的设计也是微带天线设计的关键技术之一，缝隙的形状和大小既影响馈电层和辐射层之间的耦合强度，也直接影响天线的带宽，本设计中的缝隙有两种功能，既充当馈电层与辐射层之间的耦合通道，又是一个处于谐振状态的谐振器，谐振状态的缝隙可以带来更宽的带宽[13]；谐振缝隙的引入导致天线的后向辐射增加，为了减小天线的后向辐射，增大前后比，本设计中加入了反射面；为了使天线顶层的辐射贴片免受环境的影响，引入了天线罩，天线罩的底层印有天线的第二个辐射贴片，避免了在泡沫介质上敷铜。同时天线罩的引入影响了天线的电压驻波比和谐振频率，考虑到对天线的体积、重量、增益等方面的要求，天线罩选用相对介电常数为2.53、厚度为0.508 mm的介质板。

耦合缝隙在设计频率上处于谐振状态，传统的通过调整缝隙尺寸来进行阻抗匹配将不再有效，只有通过馈电系统来进行阻抗匹配，因此对馈电系统的要求更高。为了实现50 Ω阻抗匹配，本文采用了双偏置馈电结构，如图3所示。

图3 双偏置馈电结构

图4 缝隙长度Sl与S11的关系

两个特征阻抗Z1=100 Ω的分支结构的末端在特征阻抗Z0=50 Ω的微带线汇合组成功率合成器，这种结构可以避免因单个偏置馈电结构所引起的交叉极化影响，并且很容易用互易法来分析[14]。由前面的理论分析可知，把矩形谐振缝隙放置在辐射贴片的正下方可以得到最大的磁流，且磁偶极子的最大耦合系数比电偶极子的最大耦合系数大。

2.2 天线的分析

图5 缝隙宽度Sw与S11的关系

在最大耦合情况下(缝隙在贴片的正下方)，缝隙的尺寸，即缝隙的长度、宽度与回波损耗S11之间的关系如图4、图5所示。可以看出，缝隙长度变长时，第一个谐振点向低频偏移，第二个谐振点向左轻微偏移，第三个谐振点基本没有变化，整体来说S11随着Sl增大而变大，说明了缝隙的耦合越来越低；缝隙的宽度变大时，第一个谐振点向低频偏移，第二、三谐振点基本没有变化。前面说过，本设计中用到的缝隙是处于临近谐振状态，可以看出其谐振频率对应的是图中第一个谐振点。第二个谐振点也有偏移，是因为改变缝隙的尺寸，就改变了缝隙与#1贴片的相互耦合关系。而#1与#2贴片的尺寸没有变化，所以第三个谐振点没有发生偏移。

缝隙与#2贴片的尺寸不变时，仅改变#1贴片的尺寸L1时，L1与回波损耗S11的关系如图6所示。由前面的分析可知，缝隙的谐振频率是第一个谐振点，这种情况下应该不变，第二个谐振点对应缝隙与#1贴片的相互耦合，此时应该发生变化，同时第三个谐振点也应该发生变化。由图6可看出，第一个谐振点基本没有偏移，第二、三个谐振点都有相应的偏移，吻合上面的分析。

图6 L1与S11的关系

馈电网络的两个分支结构的距离doff与回波损耗S11的关系如图7所示。可以看出doff对谐振点的影响比较小，主要是影响馈电网络与辐射贴片的耦合，doff越小，耦合越强；doff变大，耦合降低。

图7 doff与S11的关系

综合上面的分析，最终得出天线优化后的尺寸如表1所示。

表1 天线的尺寸

3 仿真结果

用三维无源高频电磁场仿真软件，对天线进行仿真，得到天线的回波损耗、电压驻波比、增益、方向图、Z-Smith圆图等参数，如图8～图12所示。

图8 回波损耗

图9 电压驻波比

图10 增益

图11 方向图

图12 Z-Smith圆图

由图8～12可以看出，在5.127～8.978 GHz的频率范围内，回波损耗S11小于-10 dB，最小值接近-45 dB，相对阻抗带宽约为60%(中心频率为6.6 GHz)，电压驻波比小于2，增益整体要大于5 dB，最大值为9.07 dB,中心频率的输入阻抗如图12中的标记所示，为89-0.543i，比较接近于100 Ω，阻抗匹配良好。 由图11可以看出，天线的后向辐射水平比较低，其前向辐射要远远大于后向辐射，即辐射前后比比较大。天线的上述参数基本上能够达到要求。

4 结论

本文采用双偏置馈电网络通过矩形谐振缝隙耦合馈电、多层低介电常数的泡沫材料和层叠结构的辐射贴片，设计了一款宽频带的微带天线，该天线克服了微带天线频带窄的缺点且具有良好的波束前后比、宽频带、尺寸小、结构简单的特点，非常适合用作无芯片射频标签的阅读器天线。因为该款天线尺寸小，可以使得天线完全集成在阅读器内部，更进一步减小标签阅读器的体积。反射面的加入使得该天线的后向辐射小，因此天线的方向性强，有一定的抗干扰能力，用作阅读器天线后，可以增加阅读器稳定性，提高数据读取的可靠性。除此之外，因为其制作简单，该天线也很适合用于阵列天线的基础单元。

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