基于脉宽调制的软开关等离子扬声器

吴子博,王钰戈,田 昊,于生宝

0 引 言

扬声器是将电信号转换成为声信号的装置,传统扬声器由线圈、磁铁和振膜等组成。由放大器输出大小不等的电流(交流电),通过磁场的作用使线圈移动,线圈连接在振膜上带动振膜振动,再由振膜的振动推动空气,从而发出声音。然而,由于每种振膜都有自身的谐振频率,不可避免地使发出声音的幅频特性变差 音频信号中频率与振膜谐振频率接近的成分最强,而那些远离谐振频率的成分将衰减。等离子扬声器最大的特点就是克服了这一弊病,其工作原理是改变电弧放电时电弧中电流大小,从而改变电弧的截面直径,即粗细程度[1]。粗细程度表现了空气不同的膨胀程度,即等离子扬声器通过改变电弧中电流大小,从而使空气振动发声。等离子扬声器发出的声音中没有了力学失真和各种声学共振,因此,具有其他类型扬声器达不到的中频和高频段的声重放质量[2]。这是因为等离子扬声器相比于传统扬声器没有振膜等振动系统,只存在等离子区内的空气容积振动。由于无谐振、共振等干扰,且具有良好的瞬态和高频特性,所以具有更自然逼真的放音特效。

现阶段等离子扬声器应用于许多高端音响的高频扬声器单元,在家庭和音乐厅中也具有良好的应用前景。1899年,英国人Phizik William Duddell发明了等离子扬声器,这种等离子扬声器采用LC谐振电路调制电弧,电弧会产生些许音质变化,但无法产生音乐。2007年Acapella公司利用高压电振荡幅度调制产生电晕放电[3],但此办法会产生大功率的辐射干扰,而且影响电极与电子管的使用寿命。在不久前,俄罗斯的Viger-audio产品通过了试验并开始生产,该产品可在不同的使用条件下工作,并表现出了很高的可靠性。目前,在我国开关调制的主流办法是ZVS(Zero Voltage Switch)[4-6]方法以及脉宽调制法[7,8]。笔者综合考虑各公司产品性能,以及各产品所对应的原理,提出了基于PWM(Pulse-Width Modulation)的小功率电路,可更高效调节电弧脉冲,减小功率损耗,提高电极和电子管使用寿命的同时还获得了更优秀的音质。通过实验验证,该设计方案具有良好的性能优势以及产品化优势。

1 设计原理

1.1 脉宽调制控制模式

脉宽调制技术通过对逆变电路开关的通断控制实现对模拟电路的控制。脉宽调制技术的输出波形是一系列大小相等的脉冲,用于替代实际应用过程中所需的波形。以正弦波为例,脉宽调制使这一系列脉冲的等值电压为正弦波,并且输出脉冲尽量平滑且具有较少的低次谐波。根据不同的需求,可对各脉冲宽度进行相应调整,以改变输出电压或输出频率,进而达到对模拟电路的控制,其原理如图1所示。

相比于用单片机输出PWM波作为开关管的控制信号[9],目前主流等离子扬声器采用TL494芯片作为PWM波发生器,其控制方式更简单,输出电流能力更强,其控制电路如图2所示。

图1 脉宽调制原理图Fig.1 Pulse width modulation schematic diagram

图2 PWM控制电路Fig.2 PWM control circuit

其中电位器R1和电容C1决定了输出PWM波的频率R调节未接入音频信号前PWM的占2空比,接入音频信号后,TL494死区电压受音频信号幅度的影响发生变化,从而使输出PWM波的占空比不断变化,即高低电平宽度发生变化,而当M1管电压VGS＞VTN时,处于导通状态。其中VGS为M1管栅极与源极间的电位差,VTN代表M1管的开启电压。由于M1管源极接地,即VS=0,故而满足VG＞VTN即可。即栅极电压大于开启电压时,M1管导通,否则M1管处于截止状态。可见,PWM波占空比会直接影响开关管M1导通和截止时间,进一步控制拉弧效应,使电弧的截面直径发生变化,从而导致周围空气振动发声。在PWM脉宽调制方案下,电源提供的功率较小,安全性较高,但其低功率会影响最后扬声器输出的音量。可利用场效应管代替IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor),不仅减少成本,还可降低开关管热效应。但由于其采用硬开关方式,开关损耗较大,电源效率较低,开关管发热较为严重,同时TL494作为调制芯片会引入额外噪声,并且直接用TL494输出的PWM波驱动开关管时,其驱动能力接近饱和,容易使PWM波失真,从而影响音质。

图3 ZVS控制电路Fig.3 ZVScontrol circuit

1.2 零电压开关软开关方式

PWM开关电源按硬开关模式工作,即开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠,因而开关损耗大。高频化虽可缩小体积重量,但增加了开关损耗。为此,必须研究开关电压/电流波形不交叠技术,即所谓零电压开关/零电流开关(ZCS:Zero Current Switch)技术,或称软开关技术。小功率软开关电源效率可提高80%～85%。由于其极高的电源效率,大功率等离子扬声器的制作大多采取该方案,使MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)管以软开关的方式工作[10],工作效率更高,能产生更粗更长的电弧,其原理如图3所示。

电源电压通过限流电阻直接加在两个N沟道MOS管的栅极上,由于两个电阻的微小差异和两个MOS管结电容的微小差异,有一个MOS管先导通。假设上管先导通,则有

其中VGS1为M1管栅极与源极的电位差,VTN1为M1管的开启电压。此时电流流过电感经过上管接地,由于导通阻抗(开关管也不是理想的导体,有一定电阻)非常小,所以漏极电压几乎为0,即VD=0;此时,快恢复二极管(Fast diode)D3负极正好接在上管的漏极处,漏极的电压近似为0,所以二极管正偏导通;负极所接处是下管的栅极,下管栅极结电容电流全部流到地,栅极电压迅速降为0。当M2管栅极与源极的电位差小于开启电压时,M2管由开始的半开通变为截止,即

其中VGS2为M2管栅极与源极的电位差,VTN2为M2管的开启电压。与初级线圈并联的电容起谐振作用,电路刚上电时便对其进行充电,上管漏极电压降到0的过程中,电容放电,对电感充电(指初级绕组,此处可等效为电感)。由于电感的续流作用,电感对电容的另一端充电,电容另一端又对电感放电。本来振荡应持续下去,但在电容另一端完全放电后,原上管的电压是0,但又被电感充电后,下管栅极恢复了供电,下管导通。反观下管漏极,电压近似降到0,另一个快恢复二极管导通,将原导通的上管栅极电压拉低,上管截止。这就完成了一次振荡周期。

ZVS的振荡频率由变压器初级电感和跨接在初级两端的电容决定

其中f为频率,单位Hz;L为初级电感值,单位H;C为谐振电容值,单位F。

零电压开关是软开关,开关损耗小,有利于提高电路工作效率。整个电路不使用有源器件,因而不引入温度漂移、时间漂移等干扰。但其电流大,功率高,导致IGBT发热严重,若想使电路长时间稳定工作,则需加入额外的冷却装置,这不仅增大了整个产品的体积,还提高了产品的成本;大电流导致其击穿空气电弧强度高,辐射功率强,对周围电子产品产生严重影响;从安全角度讲,由于该ZVS电路输入功率高,故使用时的安全性较差。

2 基于PWM脉宽调制的软开关设计

笔者从功率、安全性和效率等角度出发,在PWM脉宽调制方案上做出改进,其原理如图4所示。

图4 电路设计Fig.4 Circuit design

该设计主要对驱动电路和开关电路进行改进。一个好的MOS管驱动电路有以下要求:

1)开关管开通瞬时,驱动电路应能提供足够大的充电电流,使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值,保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡;

2)开关导通期间,驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定且可靠导通;

3)关断瞬间,驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放,保证开关管能快速关断;

4)驱动电路结构简单可靠,损耗小;

5)根据实际情况施加隔离。

综合考虑以上各点,实际选用IR2110芯片构建MOS管驱动电路。

美国IR公司生产的IR2110驱动器兼有光耦隔离体积小和电磁隔离速度快的优点;工作频率高达500 kHz;开通、关断延迟小,分别为120 ns和94 ns;供电电压范围宽,3.3 V～20 V均可供电,不需为其做额外的电平转换;芯片内部的图腾柱输出峰值电流为2 A,完全可将MOS管导通。

图腾柱驱动电路实际上是一个N沟道三极管和一个P沟道三极管构成的电流放大电路,这种驱动电路作用在于提升输出电流能力,迅速完成对栅极输入电容的充电过程。这种拓扑结构增加了导通所需时间,但是减少了关断时间,开关管能快速开通且避免上升沿的高频振荡。同时该结构外围电路十分简单,有利于降低损耗和减小产品体积。

由N沟道MOS管(M2)和P沟道MOS管(M1)共同构成半桥电路,在增大电源效率的同时也减小了开关管的热效应,增强了电路的稳定性。其中二极管D1和电阻R1加速放电过程,从而避免共振,电容C1与C2起抗干扰作用,增强了电路的抗干扰能力。电路工作原理如下。

当IR2110输出的PWM波为低电平时,M2管处于截止状态,即

而M1管栅极电压与其源极电压相同,均为电源电压,故有

而M1管属于P沟道增强型MOS管,故此时M1管处于导通状态,初级线圈两端出现压差,次级线圈两端产生高压将空气击穿产生电弧。

当输出的PWM波为高电平时,M2管栅极电压为高电平,源极电压为低电平,故有

M2管处于导通状态。M2管导通后,相当于初级线圈两端短接,电位差几乎为0,故而次级线圈两端电压小,无法产生电弧。这是半桥工作的一个周期。

笔者提出的方案,将PWM单管推挽方案改为软开关方式,减小了开关损耗,提高了电源效率,增强了电路的稳定性和抗干扰能力,同时降低了拉弧后输出PWM波的失真度,提高了音质。相比于ZVS开关方案,降低了功率,提高了电路的安全性,缩小了电路体积同时降低了所需成本,减小了开关管工作时的热效应,同时也提高了电路的稳定性和抗干扰能力。

综上所述,与之前两种方案相比,笔者提出的基于PWM的软开关半桥推挽控制方式,从功率、效率、保真度和发声性能方面更具优势,同时从产品化的角度考虑,此方式成本低,结构简单,安全性高,稳定性好,因此具有很大的发展潜力。

3 实际测试结果分析

3.1 电路功率及效率测试

在放电尖端间距相同的情况下,分别测量3种方案的电源输出电压、电流以及开关管的表面温度。测试中使用型号为GPS-3303C的电源,可直接显示输出电压与电流。分别读取等离子扬声器正常工作时电源的输出电压与电流,正常工作1 min后再用型号为GDM-8261A数字万用表分别测量开关管表面温度,测试结果如表1所示。

表1 实际测试数据Tab.1 Actual test data

在ZVS开关方案中,开关管选择IRF260;在PWM单管方案中,开关管选择IRF540;在笔者的方案中,开关管选择IRF540和IRF9540,实际测试IRF540和IRF9540表面温度分别为58℃和50℃。

由于对实际功率进行检测十分困难[11],故用电源功率对实际功率进行度量

在ZVS开关方案下,电源功率高达60 W,开关管表面温度很高,不利于电路的安全性和稳定性,需外加散热或冷却装置,使成本大幅提高,不利于产品化;电弧长度虽为1.5 cm,但其截面积明显增大。对比PWM单管方案与笔者方案可见,笔者方案在电弧长度相同的情况下功率仅有12 W,远小于PWM单管方案下的36 W,减小了开关损耗,提高了电路效率,开关管表面温度也大幅度降低,电路的稳定性更强,安全性更高。可见,采用笔者提出的半桥电路PWM软开关控制方式明显改进了电路的各项性能指标。

3.2 失真度测试

ZVS开关方案。电路正常工作时,驱动开关管开断的波形如图5所示,相比于正常PWM波出现了极为明显的失真。由于波形的上升和下降沿并不陡峭,会导致开关管开通和截止时间发生变化。

笔者的PWM软开关半桥推挽方案。在调至谐振频率,未接高压包的前级电路正常工作时,控制开关管的PWM波的波形如图6所示。由图6可见,未接高压包前,IR2110输出了一个频率为145.7 KHz的矩形波,用于控制开关管的通断。

在接入高压后波形出现失真,且在上升沿处出现了明显的尖脉冲,使扬声器发出的声音混有些许尖锐噪音,而波形上升沿和下降沿依旧陡峭,即使高电平出现些许波动,也不会影响开关管的导通和截止时间。

前级电路接入高压包产生电弧后,驱动开关管的PWM波的波形如图7所示。由图7可见,上述测试结果所用仪器为:GDS-2202A示波器;GPS-3303C电源;GDM-8261A数字万用表。

图5 ZVS实测波形图Fig.5 ZVSmeasured waveform diagram

图6 PWM实测波形图Fig.6 PWM measured waveform diagram

图7 改进设计实测波形图Fig.7 Proposed design measured waveform diagram

4 结 语

笔者针对传统等离子扬声器功率过高、发热严重的问题,提出了基于PWM的软开关等离子扬声器的设计方案。该方案首先在结构上采用PWM,同时结合ZVS开关技术,在开关电路处采用半桥推挽结构,将传统的硬开关模式改进为软开关模式,降低了功率,提高了效率,解决了开关管过热的问题,提高了整体电路的稳定性和安全性。采用IR2110作为驱动芯片,解决了脉宽调制中遇到的驱动能力不足的问题,降低了控制开关管通断波形的失真度,间接提高了音质。笔者通过实际波形检测和3种方案下的功率、效率的对比,证实了笔者方案在产品化方面的优势。下一步研究可在消除量化噪声方面做出改进,解决纹波干扰,使音质得到进一步提高。

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