精密半波整流电路在3DX发射机的应用问题

曾广平

1 研究背景

美国哈里斯公司生产的3DX50全固态中波发射机（以下简称3DX发射机）设计上具备交流输入电压过、欠压监测功能。日常使用维护中作者发现该机出现这样的现象：外电网投电容改善功率因素时，3DX发射机检测到交流输入电源故障和循环故障，将发射机封锁并重新播音；在外电失压时，发射机没有检测到故障。作者分析电路发现这是精密半波整流电路在该发射机中应用不恰当所致。

2 精密半波整流电路

整流就是把交流电转变为直流电，通过二极管等单向导通器件完成。而交流小信号的整流，直接使用二极管进行整流的话，引入了约0.7VDC的导通电压，会严重影响信号电压波形细节，需要二极管和其他器件的配合使用避免这样的误差。常见的是利用运算放大器的放大作用削弱二极管导通电压而制作各种精密整流电路。图1就是精密半波整流电路的一种基本模式。

图1 精密半波整流电路

精密半波整流电路将二极管D1、D2放到运算放大器A的输出端，运放的同相输入端接地，反相输入端通过电阻R1连接输入信号。输出信号通过R2反馈到反响输入端。一般运算放大器的开环增益高达100 dB，若同相、反相输入端电压相差10 uV，开环输出电压达到1 V，可以导通二极管，这样就满足大多数小信号整流的精度需求。

图1中电路我们可以如下解读。一是，输入电压Vi大于0时，运放A输出负压，导致二极管D1导通，D2截止。此时，运放A与外电路构成一个输出端开路的电压跟随器。而运算放大器的“虚短”特性，导致反相输入端电压V2被同相输入端V1锁定为0，并且由于D2截止，R2没有电流通过，电路输出Vo=V2=0。二是，当输入电压Vi小于0时，运放A输出正压，导致二极管D1截止、D2导通，电路变成一个反相放大器，当R1=R2时，Vo=-Vi。这样，电路将输入信号的正压消除，并将Vi的负压反相，达到整流的目的。

3 3DX发射机交流输入电压监测电路

交流输入电压监测电路（以下简称监测电路）的构成，如图2所示分成3个部分：降压电路、整流滤波电路、判断电路。其中，最关键的整流滤波电路就是精密半波整流电路增加滤波部分扩展而成。

3.1 降压电路

降压电路是整个监测电路的开端，发射机三相输入电源A、B、C通过保险反馈板传输到高压接口板上的电压传感器LV25-P进行隔离和降压。电路如图3所示，其中F1～F3是60 V、0.15 A的自恢复保险丝，R4～R9是68.1 kΩ、3 W的大功率电阻，R10～R12是115 Ω的电阻，LV25-P是转换比为2 500∶1 000的霍尔电压传感器。以V_AC1为例，A、B相电源通过电阻R5和R7为LV25-P提供原边电流，经电压传感器转换后，通过R10的作用转换成小信号电压，计算式子如下：

其中UA、UB分别为311sin(314t)V、311sin(314t-120°)V，将各电阻值代入（1）式，得到V_AC1=1.137sin(314t+30°)V，同样地可以得到V_AC2=1.137sin(314t-90°)V，V_AC3=1.137sin(314t+150° )V。

3.2 整流滤波电路

整流滤波电路如图4所示：R190和C100组成低通滤波器，滤除V_AC1的高频成分后得到电压信号VL。U25A和 CR9、CR11、R193、R194、R195组成精密半波整流电路对VL进行滤波，R193～R195组成可调的负反馈支路，具备输出电压调整功能。C105和R196组成滤波支路，将信号处理为平直的波形。U25B与周边电路组成电压跟随器，以阻抗变换的方式隔离负反馈支路与电容C105。

按精密半波整流电路的思路进行分析，整流滤波电路具体工作过程有两点。一是，当U25A同相输入端电压高于反相输入端时，CR9截止，CR11导通，整流滤波电路进入充电状态。此时，U25A可视为一个电流为40mA的电流源，对C105充电，输出电压随之升高。（实际电路中，受限于输入电压VL的抬升速度，电容C105充电时伏安特性是近似正弦波，而不是直线。但充电时间极短，用直线近似带来的误差并不影响本文结论。）二是，当U25A同相输入端电压低于反相输入端时，CR9导通，CR11截止，整流滤波电路进入放电状态。此时，C105与U25A断开，C105通过并联的R196放电，输出电压随之降低。

这两个过程不断循环，输出电压不断起伏，形成如图5中的振荡信号V_DC1。通过选取适当的元器件，减少电容充放电幅度，经过加电初期的振荡后就能得到平稳的直流电压。（有同行曾分析这是一个RC积分电路，但从电路结构和元件参数来看，三相380 VAC交流输入信号宽度为20 ms，电容C105为1μF，运放输出电阻与CR11导通电阻之和需要达到100kΩ才能满足积分电路的先决条件：RC电路的时间常数远大于输入信号的宽度。）

整流滤波电路的输出电压V_DC1能达到的最大值计算如下：

通过低通滤波器后的电压信号VL：

将R190、C100等各值代入（2）式，得出VL=1.09sin(314t+14°)V。

根据运放的“虚短”和“虚断”特性，分析运放U25A反向输入端的电流情况：

将VLm=109VDC及各电阻值代入（3）式，R195取0 Ω时，V_DC1=2.18 VDC，R195取 5 kΩ 时，V_DC1=2.78 VDC。R195用于微调V_DC1，保证控制板中电压显示的正确性。同样地，可以计算出V_DC2、3的电压与V_DC1相等。

3.3 判断电路

图2 交流输入电压监测电路

图3 降压电路

图4 整流滤波电路

图5 整流滤波电路输出电压波形示意

判断电路的构成如图6所示，U35A～D均为运算放大器LM324A，电路功能如下：一是，U35A为主构成的反相加法器对三路直流信号进行算术平均，再通过U35B为主构成的反相器，就得到参考电压V_REF；二是，V_REF通过U35C、R336和R339组成的比例放大器放大到105%，得到过压比较器的门限电压V_OV；三是，V_REF经R306和R307串联分压取其95%（实际为96.5%，技术手册标注为95%），得到欠压比较器的门限电压V_UV，并且经U35D构成的电压跟随器完成阻抗变换提高扇出能力，统一与V_O V信号的时延；四是，U_OV和U_UV各自被延时15 μs（运放LM324A响应时间约5 μs），与未经延时的V_DC1等三路信号进行比较，就得到三组过压、欠压的逻辑信号。

对前面的分析进行总结，电阻R196和C105保证监测电路门限电平的稳定性和灵敏度；电阻R206、R207决定欠压门限的比例，电阻R336、R339决定过压门限的比例。U35A～D的响应时间决定最长比较时间。监测电路的设计思路如下。第一，对三相380 VAC输入电源进行采样，得到三路约1/473线电压大小的交流取样信号。交流取样信号通过整流、滤波、放大，得到三路2～2.55倍于交流取样信号峰值的直流取样信号。这三路取样信号一方面送到控制板进行电压显示计算，另一方面通过算术平均、延时15μs并上下浮动5%成为过、欠压电路的门限电平。第二，当380 VAC输入电源升高时，C105进入充电状态，直流取样信号增大，若比15 μs前的信号高5%则监测电路输出过压信号，通知发射机执行交流输入电源故障和循环故障。第三，当380 VAC输入电源降低时，C105进入放电状态，直流取样信号减少，若比15 μs前的信号低5%则监测电路输出欠压信号，通知发射机关闭高压，停止播音。

图6 判断电路

4 电路的应用问题

本文开始提及的两种情况对应了监测电路在过压、欠压两种情况下工作不完善的情况。

输入电源电压升高时，电容C105充电，并联的电阻R196阻值为1 MΩ，通过的电流不超过5 μA，所以，我们根据电容电量与电压关系、电量与电流关系，有如下的式子：

式子（4）中ΔU、Δt为电容C105上电压充电增加电压与所需的时间，C105为1 μF，Iop为运放U25A的输出电流40 mA。可以算出，C105上电压增加5%（以2.78VDC为例）所需要的时间是3.5 μs；若持续充电15 μs，电压增加0.6VDC，对2.78VDC而言是22%的升幅。

可见，厂家设计的过压电路非常灵敏，并把外电网投电容时电压升高也作为故障处理。若要降低灵敏度来消除这种情况，有如下三种办法：增大C105的电容量（增至5 μF左右）；减少运放U25A的输出电流（减至8mA左右）；增加过压门限电平。前两种办法降低了整流滤波电路的灵敏度，影响整体电路功能。作者观察到外网投电容后电压升高20 VAC左右，仅仅比5%的要求高出少许，采取调整R336和R339使过压门限增幅为8%的办法，试验发射机工作正常，不再误报警。

输入电源电压降低时，C105通过R196放电，有电容放电公式：

式子（5）中U0是电容初始电压，我们取输出电压的最高值2.78VDC，Ut是时刻t的电容电压，R196与C105的乘积是放电电路的时间常数。可以算出，持续放电15 μs，电容C105上的电压降至99.9985%。而原电路将欠压门限设置为95%，导致监测电路不可能检测到欠压的情况。

事实上，原厂家设计时一方面要求监测电路将周期为20 ms的正弦交流信号整流滤波为振幅不超过5%的直流电压；另一方面又要求它能检测出交流信号15 μs内超过5%的降幅。精密半波整流电路无法完成这样矛盾的功能，这是设计错误导致发射机相应功能失效。

[1]Philips Semiconductors,LM324A datasheet（飞利浦LM324A数据手册）[EB/OL].(2016-08-23)[2017-12-29].http://www.elecfans.com/soft/68/guide/2016/20160819432214.html.