基于前级推挽式LCL谐振变换器的车载逆变器

2018-02-23钱晓东，罗四平

科技创新与应用 2018年6期

钱晓东，罗四平

摘要：一种前级推挽式LCL谐振变换器的车载逆变器，升压变换器和后级逆变器均采用数字化控制。对推挽式LCL谐振变换器和全桥逆变器进行了理论分析，设计并制作了一台额定功率2kW输出220Vac（50Hz）的樣机，实验结果稳定可靠，并成功应用于工程车上。DC-DC软启部分采用DSP控制，逐次增加占空比实现母线电压缓慢上升，避免产生大的冲击电流损坏开关管或整流二极管。逆变部分采用电压外环电流内环数字化控制来提高动态和静态特性。理论和实验结果表明：采用DSP数字化控制，实现了前级变换器软启和零电压开通，提高了整机效率。后级逆变器双闭环控制，具有稳态精度高、动态响应好、抗干扰能力强等优势。

关键词：LCL谐振；推挽；车载逆变器；数字化控制

中图分类号：TM464 文献标志码：A 文章编号：2095-2945（2018）06-0026-03

Abstract： The invention relates to a vehicle-mounted inverter of a front-stage push-pull LCL resonant converter. Both the boost converter and the rear stage inverter are digitally controlled. The push-pull LCL resonant converter and full-bridge inverter are theoretically analyzed. A sample vehicle with a rated power of 2kW and an output of 220Vac （50Hz） is designed and fabricated. The experimental results are stable and reliable， and successfully applied to the engineering vehicle. The soft start part of DC-DC is controlled by DSP， which increases the duty cycle one by one to realize a slow rise of bus voltage， avoiding the large impulse current from damaging the switch tube or rectifier diode. In the inverter part， the digital control of voltage outer loop current inner loop is used to improve the dynamic and static characteristics. The theoretical and experimental results show that the soft start and zero voltage turn on of the former converter are realized by using DSP digital control， and the efficiency of the whole converter is improved. The double closed loop control of the rear stage inverter has the advantages of high steady-state precision， good dynamic response and strong anti-interference ability.

Keywords： LCL resonance； push-pull； on-board inverter； digital control

引言

车载逆变器受空间限制并基于人身安全考虑，常采用低压电池供电，且要求输入输出电气隔离，因此前级电池升压电路常采用DC-DC隔离升压变换器。随着负载量的增大，前级输入电流越来越大，而传统的硬开关电路导致开关损耗加大，降低了电池使用效率。因此，需要实现前级升压电路软开关功能，减小电池损耗，提高整机效率。针对低压电池供电车载逆变器，提出前级推挽式LCL谐振变换器，谐振电感、电容与变压器原边漏感实现LCL谐振，使得功率MOSFET零电压开通。文献[1][2]提出了同样的电路拓扑，但是谐振变换器使用硬件控制，不利于减小体积、节省成本，且硬件控制存在器件老化、失效等问题，采用数字化控制可以有效避免该问题，同时调制过程更加灵活、简单。针对电池电压变化范围宽导致的母线电压变化大的问题，后级逆变器采用母线补偿的控制策略，实现宽范围输入下逆变器稳定可靠输出[3]。制作了1台电池额定电压24V，额定功率2kW，输出220Vac 50Hz的样机，并成功应用于工程车上。

1 推挽式LCL谐振变换器

图1所示为推挽式LCL谐振变换器，开关管V1和V2以接近50%占空比交替导通[4]，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器漏感Lleak产生谐振，高频变压器T起隔离和升压作用，副变D1-D4组成全波整流电路。其工作过程如图2所示。

（1）t0-t1阶段：V1导通，V2关断，V1近乎零电压开通，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器漏感Lleak产生谐振，谐振电流从0开始变大，所以V1开通损耗几乎为0。

（2）t1-t2阶段：V1关断，V2关断，变压器原边电流近乎为0，漏感电流继续给V1结电容CS1充电，V2结电容CS2放电。变压器副边电流If继续下降，t2时刻下降到0，然后反向增大。

（3）t2-t3阶段：变压器原边电流为0，副边励磁电流反电动势使得励磁电流通过D1、D3续流。变压器副边电压反向，而原边电压被嵌位为近乎Vin的值，所以功率管V2端电压Vds2接近为0，从而为V2零电压开通创造了条件。

（4）t3-t4阶段：V1关断，V2导通，V2接近零电压开通，谐振电感Lr、谐振电容Cr和变压器漏感Lleak产生谐振，变压器副边电流经D1、D3流动。

（5）t4-t5阶段：t4時刻V2关断，变压器副边电流下降，原边漏电流给V2的结电容CS2充电，V1结电容CS1开始放电。t5时刻变压器副边电流反向增加，直到正向励磁电流值。

（6）t5-t6阶段：t5时刻副边励磁电流产生反向电动势，且通过D2、D4续流，此时原边电压略小于Vin（副边电压被嵌位到输出值），导致开关管V1端电压Vds1近乎为0，为下周期V1零电压开通创造了条件。

2 双闭环全桥逆变器

2.1 全桥逆变器数字化控制

根据图3全桥逆变电路原理图，以vc和ic为状态变量，列出逆变系统的状态方程：

（1）

（2）

忽略中间推导过程，可得式（2）。其中，Kpwm=■，Vt为载波幅值，Vm（t）为正弦波调制信号。由公式（1）和（2）可得调制信号Vm（t）到输出电压vc的传递函数为：

（3）

由传递函数可知，被控对象是一个典型的二阶系统，空载时系统为无阻尼振荡系统，满载时也处于欠阻尼状态，所以需要增加系统阻尼，来达到较好的控制效果[5][6]。通常采用增加控制回路的方式给系统增加阻尼，因此设计采用电压外环电流内环双环控制，总体控制结构如图4所示。

系统传递函数如式（4）所示，从系统传递函数可知，通过调节Kv、Ki、Kpwm的大小可调整系统动静态特性。

2.2 逆变器干扰因素

一般来讲逆变器的主要干扰因素有三个：输入母线电压波动、瞬投瞬卸负载、整流性负载[7]。针对这三种干扰分别采取对应的措施。

2.2.1 输入母线电压波动

输入电池电压变化，经推挽LCL谐振变换器后母线电压也随着变化，导致逆变器输入电压不稳，为保证系统输出稳定运行，常采用母线补偿措施，即根据母线电压值的变化，调节Kpwm的值，从而实现整个系统状态稳定。

2.2.2 负载瞬投瞬卸

负载瞬投瞬卸时，逆变控制系统处于震荡环节，稳态控制参数此时会导致输出电压下降或上升较大。为实现较好的动态响应，常采用动态调节比例参数的方法，即快速判断出瞬投或瞬卸状态，然后增大或减小比例参数。

2.2.3 整流性负载

逆变器接RCD整流性负载时，由于整流桥的作用，导致输出电流呈现出一种非连续的非线性特性。RCD载中的电容对系统的动态特性影响较大，降低了系统的自然频率，使系统响应变慢。为降低RCD载下输出电压的失真度，常采用重复控制方法，以减小周期性的误差。

3 实验数据及波形

根据以上分析，设计并制作了一台样机，额定功率2000W，输出交流220V 50Hz。采用前级推挽式LCL谐振变换器+全桥逆变器+LC滤波的电路拓扑结构，如图5所示。电池输入电压范围21V-30V。DC-DC谐振频率要求是开关频率偶数倍，但是较高的倍数会导致损耗变大，因此设计谐振频率为开关频率的两倍。数字化控制芯片采用TI的TMS320F28069，具体参数如表1所示。

3.1 前级升压软启及谐振波形

升压变压器副边电压高，直接加在母线电容上会产生很大的冲击电流，容易导致开关管和整流二极管损坏，所以DC-DC需要软启功能。采用DSP控制的数字化控制实现母线电压缓慢上升，逐渐增加MOSFET占空比，从0逐渐增加到接近50%，并根据实际冲击电流大小，适当放缓占空比增加的幅度。图6为24V输入时DC-DC软启波形。MOSFET零电压开通和零电流关断，DC-DC效率达到了96%，极大地减小了开关损耗，谐振电流波形如图7所示。

3.2 逆变器实验波形

3.2.1 整机效率。整机在不同输入电压、不同负载量的效率如图8所示。

3.2.2 整流性带载。重复控制能有效降低输出电压失真度，图9为85% RCD负载下电压和电流波形。

3.2.3 稳态误差。电池电压为24V、30V两种不同输入电压下，逆变输出稳态误差如表2所示。

4 结束语

理论和实验结果表明，基于前级推挽式LCL谐振逆变器采用数字化控制，很好地实现了原边MOSFET零电压开通和母线电压软启。后级逆变器双闭环控制及三种抗干扰措施，能有效改善逆变器稳态和动态性能，提高抗干扰能力，最终实现了高达93.6%的整机效率。

参考文献：

[1]万小伟.一种新型独立式逆变电源的研究[D].华东交通大学，2008.

[2]袁义生，熊晶，艾东兵.ZVS软开关推挽直流变换器[J].大功率变流技术，2011，5（4）：23-27.

[3]程亮涛，邹娟.基于前端LCL谐振式推挽变换器[J].大功率变流技术，2009，6：41-45.

[4]袁义生，蒋文军.一种新型LCL谐振软开关推挽式直流变换器[J].华东交通大学学报，2009，1（26）：71-75.

[5]杨继超.UPS逆变控制技术的发展[J].自动化应用，2016，25（6）：35-39.