一种变模态恒定磁芯复位电压双管正激变换器

李学峰，吴德军，王仕韬

（国网技术学院，济南 250002）

随着电力电子技术的进步，开关电源朝高效率、高功率密度和小型化的方向发展[1-3]。通常消费领域开关电源为满足安规方面要求，电所采用DC/ DC变换器拓扑输入和输出之间需要电气隔离。双管正激变换器具有电路简单、成本低和效率高的特点[4-6]，被广泛应用于低功率的开关电源中。

输出保持时间是开关电源基本要求，指电源输入断开时开始计算直流输出带最大负载需要保持在正常电压范围内的时间[8]。输出保持时间在电源系统发生紧急情况时能给后级系统留出反应时间。当输入断开时，直流储能电容上电压下降，电源的控制回路为了保持输出电压的稳定会增加开关占空比[7]。当占空比达到最大时，反馈便失去调节作用，输出电压开始迅速下降，直到为0。可见最大占空比限制直接影响了输出保持时间长短。考虑到以上情况，双管正激电路需要很大的输入端直流储能电容来维持暂态时输出的稳定[8-11]。 这样既不利于成本的降低，又不利于电源的小型化改进。

本文提出一种改进型双管正激变换器，只需要增加少量的元器件就可以增大占空比限制，从而在使用较小的输入储能电容的情况下延长输出的保持时间。

1 原理与设计

1.1 基本结构

所提的变模态恒定磁复位电压双管正激变换器结构如图1所示。以三极管开关Sa为控制核心构成框中模态切换电路。

图1 变模态恒定磁复位电压双管正激变换器Fig.1 Flexible mode double-switch forward converterwith constant magnetic-reset voltage

MOSFET管S1和S2是正激变换器的主开关管，D1和D2是原边续流二极管，D5和D6为副边整流与续流二极管，Lf和Co构成输出低通滤波器。相对于传统双管正激电路，增加了复位电容器Crst、模态切换开关三极管Sa、二极管D3和放电电阻Rdis。

1.2 特性分析

恒定磁复位电压双管正激变换器有两种工作模态：传统双管正激工作模态和输出保持工作模态。三极管Sa控制两种模态之间的切换。图2为变换器的4种工作状态等效电路，图3为变换器两种工作模态下的时序。

图2中，状态2和状态3不能同时出现在一个开关周期中，分别对两种工作模态下各个工作方式进行详细描述。鉴于本文侧重于开关占空比的增大和输出保持时间的改善，其他电气性能不做讨论。图3中，D为开关占空比，T为工作周期。

1.2.1 传统双管正激工作模态

控制电路通过检测输入侧直流储能电容上的电压UB来决定变换器工作在哪种方式。设置一个门限电压UBth，当UB＞UBth时，开关Sa基极置高电位，变换器工作在传统双管正激工作模态。

图2 变换器工作状态Fig.2 Operation modes of the converter

阶段1[t0～t1]：电路工作在模式1。开关S1和S2导通，D1和D2承受反向电压关断，D3正偏导通，Crst充电。忽略D3导通压降的话，Crst上电压UCrst=UB。变压器通过D5向直流输出侧传输能量。励磁电感中的电流线性上升，上升斜率为UB/Lm（Lm为变压器励磁电感）。这一阶段励磁电流终值为

阶段2[t1～t2]：电路工作在模式2。开关S1和S2关断，励磁电感上电压反向，开关Sa开通。磁芯中的励磁电流不能发生突变，通过Sa、D1和D2继续流动。磁路中存储的能量返回给输入电容，则励磁电流初值为

式中：Drst为复位占空比；Urst为复位电压。

励磁电流的下降斜率为Urst/Lm，为了有充足时间保证铁芯复位，则有

联立式（1）～式（3），可解得

为方便分析，忽略Sa上压降，由等效电路可得Urst=UB，式（4）可以简化为

可知，当变换器工作在传统双管正激模态时开关占空比不能超过50%，从而限制住了直流输入电容上存储能量的释放空间。

阶段3[t2～t3]：电路工作在模式3。励磁电流降为0，励磁电感中不再有任何存储的能量，变压器磁复位完成。直流输出侧通过Lf和D6续流。

以上构成一个开关周期，如果变换器工作模态不变化的话，上述状态按顺序循环反复。

1.2.2 输出保持工作模态

图3中假设在tn前某一时刻切断输入，则输入储能电容上直流电压开始下降，在tn时刻有UB= UBth。开关Sa基极置低电位，Sa处于断开状态，此时UCrst=UBth。变换器开始工作在输出保持模态。

阶段4[tn～tn+1]：电路工作在模式1。由于UB经过

一段时间的下降，电压已经低于UCrst，D3管不导通，UCrst从tn时刻开始不再受电压UB影响，保持为UBth不变。其他开关管状态同阶段1[t0～t1]，不再重复描述。此时励磁线圈两端电压为UB，励磁电流仍然满足式（1）。

阶段5[tn+1～tn+2]：电路工作在模式4。变压器励磁电感进入磁复位阶段。此时由于D3和Sa关断，励磁线圈两端复位电压Urst=UCrst。励磁电流下降斜率为UCrst/Lm，且满足式（2），故式（4）依然成立，即占空比D的最大值为Urst/（UB+Urst）。又由于Urst＞UB,故可得占空比的最大值为从而突破了传统双管正激变换器的限制。使得变换器在输出保持模态下利用反馈环调节能更多地把输入侧储能电容中的能量传输到输出端，以提高输出保持时间。

每个复位周期Crst的阴极都会出现负电压，为了防止UCrst过高超出电容额定电压，电路中设置电阻Rdis放电复位，使其保持在一个定值。所以在输出保持模态下，磁复位电压看作是恒定不变的。

阶段6[tn+2～tn+3]：工作状态同阶段3[t2～t3]。

由上述分析可见，所提出变换器的设计可以有更大的占空比裕量，从而可以在相同功率容量的情况下减小直流输入电流的容量和变压器的尺寸。

1.3 最大占空比设置

最大占空比为

Urst由直流输入最大电压UBmax决定。故式（7）变为

输出保持工作模态下，最大占空比与直流输入的关系如图4所示。随着UB电压下降，变换器所支持最大占空比会不断变大。实际设计中，为了避免输入跳变过程中变压器饱和，需要设置一个最大占空比限制值，一般而言，为80%Dmax左右。

1.4 变压器变比选择

图4 Dmax和UB/UBmax之间关系Fig.4 Relationship between Dmaxand UB/UBmax

如果变换器开关占空比可以增大，变压器的变比N也可以相应增加。因此，二次侧的器件可以降低应力限制，带来整体效率的提高。

当输入电压最低为UBmin时，开关占空比满足条件

当输入电压最高为UBmax时，限制占空比为最大值的80%，开关占空比满足条件

由式（9）和式（10）可得变压器变比为

1.5 控制电路实现

控制电路的设计由电阻电容和比较器组合实现，如图5所示。UB通过电阻分压采样与设定参考电压比较。当输入母线电压大于设定阈值时，比较

图5 复位控制电路Fig.5 Reset controller circuit

器输出为低电平，三极管Sb处于导通状态，从而使三极管Sa基极处于高位，使恒压复位附加电路处于旁路状态。双管正激电路复位通路工作在传统模式。当输入母线电压低于设定值时，比较器输出被Vcc拉高，Sb截止，Sa也相应截止，变压器通过Crst复位，复位电压处于恒定值，不受UB下降的影响。

2 实验结果

为了验证上述理论分析的正确性，制作了1台输出功率为180 W、输出为+12 V的样机。交流电压输入范围为90～264 V，输出保持时间要求为7 ms，样机的主要元器件参数如表1所示。输入电压为220 V、模态切换工作点UBth=350 V时测试波形如图6所示。

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

表1 主要元器件参数Tab.1 Parameters of key components

图6（a）为传统双管正激工作模态下输出负载最大时主要工作波形，可见，正常工作时最大占空比为40%；图6（b）为断开直流输入后变换器工作在输出保持模态时的主开关管波形，可见，随着直流储能电容的电压降低，开关占空比增大，可达到60%，远超过传统双管正激电路占空比限制；图6（c）为从输入断开后从传统正激工作模态切换到输出保持模态的主要波形，可见，在输入关断后，UB开始下降，在约1.5 ms后达到模态切换点，变换器切换到输出保持模式。UCrst之后保持恒压不变，可看作变压器磁复位电压维持不变，直到输出不能维持正常范围内电压关断。输出保持时间thold-up为10 ms，满足设计要求并留有充足裕量。

3 结语

本文提出了一种改进型双管正激电路，通过增加少量元器件来延长输出保持时间，使开关电源能够满足日益增长的小型化及高功率密度要求。实验验证了所提理论的正确性，并证明了其具有较高的实用价值。

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