直流回馈型直流电子负载的设计与研究

王成，廖冬初，蔡华锋

（湖北工业大学太阳能高效利用湖北省协同创新中心，武汉430068）

0 引 言

传统机车电源出厂测试用负载基本上都是能耗型负载，在测试过程中不仅将电能完全消耗，同时还产生大量热量，恶化了周围的工作环境。随着当今社会高速发展，能源危机和环境污染日益严重，节能环保已成为当今社会发展的必要前提。近年来能量回馈型电子负载引起了国内外学者的广泛关注，目前所研究的能量回馈型电子负载其回馈侧基本上都是交流电网［1-5］。针对机车上输入侧为直流的直流电源，例如在机车上广泛使用的8 kW充电机，其输入侧为DC600 V，可直接将测试能量回馈到被试电源直流输入侧，相较于回馈侧为电网的能量回馈型电子负载，其优点是：（1）控制算法简单，更容易实现；（2）测试能量直接使用回馈能量，省去了逆变、整流等能量变换环节，避免了能量在多次转换过程中产生的谐波和损耗；（3）降低了厂房的输入总容量。

本文针对此类电源出厂前所需进行的轻载、满载、过载、负载突增、负载突减、老化等一系列测试实验，设计了一种由升压斩波电路和移相全桥电路级联组成的，将能量回馈到测试电源输入侧的直流电子负载装置，并通过仿真与样机实验验证了设计的可行性。

1 工作原理及电路结构

首先，由于电子负载前级主要功能是模拟测试直流电源输出电流特性，相较于其他电路，升压斩波电路结构简单，控制方便，并且其输入侧有大电感，使得输入电流连续可控，当采用电流控制时，系统为最小相位系统，内动态稳定［6－13］。为了使升压斩波电路电感电流能够快速、准确的跟踪给定电流，并在电流突变的过程中无超调，前级采用单周期控制方式，使电流在最短的时间内达到测试所需大小。其次，考虑到输入侧与回馈侧需要电气隔离，后级采用移相全桥逆变电路，利用高频变压器的变压、隔离作用，将能量回馈到测试电源输入侧，供测试电源循环使用。由于回馈侧同样为直流电压源，回馈电压值被直流电压源嵌位，所以回馈电压可通过控制高频变压器原边电压间接控制。为了使变压器副边整流二极管能够正常导通以及回馈电流稳定，移相全桥电路采用输入电压外环、输出电流内环的双环控制结构。合理的调节移相全桥输入电压大小，即可以将升压斩波电路的占空比控制在安全范围之内，同时可以避免低压大电流情况下高频变压器副边占空比丢失严重的现象，使移相全桥能够在较宽的范围内工作在ZVS状态。

如图1所示，测试电源通过输入EMI滤波器接入电路，EMI滤波器的作用为平滑升压斩波电路开关过程中产生的高频锯齿波，使测试直流电源输出特性更平滑，更接近真实负载。为升压斩波电路输入电感，通过控制器电流大小来模拟测试电源的带载特性。即是升压斩波电路的输入电容，同时也是移相全桥电路的输入支撑电容，由于大电容的存在，为前后两级的独立控制提供了方便。为高频变压器，通过高频逆变实现输入与输出的电气隔离。由于变压器副边整流桥的存在，使能量只能单向流动，防止了回馈侧能量倒灌的现象。为谐振电容，为谐振电感，用来弥补变压器原边漏感的不足，提高ZVS实现范围。为隔直电容，用来消除因开关管特性不一致而使变压器原边产生直流分量而导致的偏磁问题。由于回馈测电压为DC600 V，电压等级较高，为降低副边整流二极管电压应力，副边采用双绕组结构，可有效将原来二极管的电压应力减小一半。每个二极管都并联RC吸收电路，用来抑制由于二极管寄生参数和变压器漏感在二极管换流过程中产生的电压尖峰和寄生振荡。

图1 直流回馈型直流电子负载电路拓扑Fig.1 DC feedback type topology of DC electronic load

2 负载模拟单周期控制策略

对于前级升压斩波电路而言，由于UC1的大小主要由移相全桥电路控制，在讨论前级负载模拟部分时，可将UC1看作恒定不变的量，即恒压源。理想状态下：

当开关管Q1开通时：

当开关管Q1关断时：

由式（1）、式（2）可知在开关管开通时，iL1以 Uin/L1的斜率上升；在开关管关断时，iL1以（Uin－UC1）/L1的斜率下降。又由于Uin、UC1、L1都是衡量，所以上升、下降斜率恒定不变，即稳定时开关占空比固定。通过控制开关管每个周期的开关占空比，可使输入电感电流快速跟踪给定电流。

单周期控制的基本思想为：在每个开关周期内，使被控制量的积分值与给定量iL1的积分值相等，即使被控制量Iref的平均值等于给定量，如式（3）所示。

如上所述，iL1为上升、下降斜率固定的锯齿波，所以单周期思想可等价为开关管开通时间内的积分值等于Iref的积分值，即一个开关周期开始时开通开关管，当iL1的积分值大于等于Iref的积分值时关闭开关管，等待下一个开关周期开始再开通开关管，重复此过程。

如图2所示，首先通过脉冲发生器产生一路高频方波，频率为开关频率，通过布尔转换器给RS触发器的置位端S，即每个周期开始时，输出引脚Q输出高电平，开关管导通。同时iL1与Iref开始积分，当iL1的积分值大于等于Iref电流给定值的积分值时，通过比较器、记忆环节、继电器环节给RS触发器的复位端R复位信号，输出引脚Q输出低电平，开关管关断，同时停止积分，待下个周期到来，重新开通开关管，复位两个积分器，从零开始积分，重复此过程。（见图3）

图2 升压斩波电路单周期控制模型Fig.2 Model of one cycle control for boost chopper circuit

图3 电流闭环单周期控制工作过程Fig.3 Working process of one cycle control of inner-loop current

对于电感电流的纹波大小，由电感的伏秒平衡关系可得电流纹波峰峰值：

由式（4）可知在开关频率和输出电感大小一定的情况下，由于升压斩波电路中Uin＜UC1，所以UC1越大，输入电流纹波峰峰值越大。

3 能量回馈设计

传统的移相全桥电路，基本上都是恒压源输入，输出接负载，控制量为输出电压、输出电流。而此处的移相全桥电路输入相当于恒流源，输入电流大小为iD1＝iL1×（1－Dboost），其中 Dboost为 Q1开通占空比，输出与恒压源相接，通过控制输入电压与输出电流，使电能高效的从输入恒流源流向输出恒流源。由于移相全桥与降压斩波电路的工作原理类似，不同之处仅为移相全桥变压器副边存在占空比丢失现象。所以移相全桥的小信号模拟可由降压斩波电路得到，图4（a）为移相全桥由降压斩波电路变形后的等效电路，其中忽略了变压器的变比和占空比丢失情况。

图4 等效BUCK电路Fig.4 Equivalent circuit of buck circuit

由状态空间平均法可得：

开关管开通时，如图4（b）：

开关管关断时，如图4（c）：

平均化得：

将式（8）拉氏变化可得：

已知移相全桥得变压器变比为：1∶N，占空比丢失大小为：

将占空比丢失和变压器变比引入BUCK电路小信号模型可得如图5所示移相全桥小信号模型。

图5 移相全桥小信号模型Fig.5 Small-signalmodel of phase-shifted full bridge

图6 移相全桥的闭环控制结构图Fig.6 Loop control structure diagram of phase-shifted full bridge

其中 Wu（s）为电压调节器传递函数；Wi（s）为电流调节器传递函数。

电流内环主要起限流作用，保证在负载突变测试过程中电流不会出现过大的超调量，为此电流内环以跟随性能为主。电压外环的作用是使电子负载在完成各项测试任务是都能稳定在220 V。由于的精度对系统性能的影响不大，又占空比对电感电流的开环传递函数为惯性环节，对阶跃响应的跟随性能好，电流内环，电压外环均选择比例调节器，即Wi（s）＝K1，Wu（s）＝K2，虽然控制结果会存在一定的稳态误差，但是响应速度快，并且能在负载突变测试时输入电容电压和回馈电流超调小。

4 仿真分析

仿真以机车上输入为DC600 V的120 V/8 kW直流充电机为测试对象，其电路拓扑结构如图1所示，控制模型如图2、图6所示。其中直流充电机输出电压为120 V，额定功率为8 kW，电感L1选择0.8 mH，电容 C1选用1 mF，uC1ref设置为220 V，高频变压器T变比为1：2：2，谐振电感 L2选用10μH，隔直电容C6选用20μF，后级滤波电感L3为3 mH，滤波电容C15为400μF，回馈侧电压为600 V，升压斩波电路与移相全桥电路开关频率f都选择16 kHz。

图7 满载测试时波形Fig.7 Waveform of in full load test

比较图7（a）、图7（b）可以看出在满载测试时，单周期控制下iL1的以最快时间到达给定值，并且无超调，无静态误差。与PI控制相比，其优势为调节时间短、无超调，并且避免了PI参数难以调解的麻烦，但纹波峰峰值较PI控制略大，可适当增加输入电感L1的大小，来减小电流纹波。

突增、突减负载测试是通过改变电子负载输入给定电流来完成的，因为输入电压不变，改变输入电流即能实现模拟负载功率的变化，仿真分别在每相隔2ms的位置对输入电流的给定值进行了突增、突减。从图8（a）中可以看出在突增、突减负载时，通过控制移相全桥占空比大小能够保持电容电压恒定。图8（b）为突增、突减负载时回馈电流波形，突增负载时，升压斩波电路输入电感电流突增，导致二极管D1长时间关断，为维持uC1恒定，减小电容放电电流，导致突然下降；反之，突减负载时，iL1突然减小，导致D1长时间开通，为维持uC1恒定，增大电容放电电流，导致iL3突然上升。当调节过程结束后，系统会很快恢复稳定。

由图9（a）、图9（b）可以看出，在25%轻载和满载的情况下，超前和滞后桥臂IGBT在其对应体二极管续流的过程中已经开通，即移相全桥实现了超前和滞后桥臂的零电压开通。由此可以看出能量能够高效、稳定地回馈到测试电源输入侧，供测试电源循环使用。

5 实验研究

根据以上理论设计与仿真，搭建了一台满载功率为8 kW的实验平台，所选器件参数与仿真一致。图10为满载测试时，即输入电压为120 V，给定电流为66.7 A，输入电流iL1、变压器原边电压uab、变压器原边电流、回馈电压实验波形，图11（a）为输入电流iL1实验波形，图11（b）为变压器原边电压、电流实验波形。

图9 变压器原边电压、电流波形Fig.9 Voltage and currentwaveform of the first winding of transformer

图10 实验波形Fig.10 Experimentwaveforms

实验结果表明在系统稳定工作时，直流回馈型直流电子负载能够准确的模拟被试电源的输出电流特性，iL1的大小为66 A，并且输入电流纹波只有6.4 A。从uab的大小可以看出中间直流母线电压稳定在220 V。比较变压器原边电压、电流波形，可以看出在原边电压uab改变方向的瞬间，原边电流iL2的方向还没有改变，说明此时IGBT体二极管还在续流，表明在IGBT开通的瞬间，IGBT两端电压为零，所以移相全桥工作在ZVS软开关状态，提高了系统的工作效率。回馈电压平稳表明回馈电流对直流电源的冲击小，电能能够稳定的回馈到被试电源输入侧，供被试电源循环使用。根据回馈电流iL3的大小为11 A，可以计算出最后的回馈功率为6.6 kW，效率为82.5%。

图11 实验波形Fig.11 Experimentwaveforms

6 结束语

针对机车上输入侧为直流的直流电源，设计了一种将能量回馈到电源输入侧的直流电子负载。通过单周期控制方式，控制升压斩波电路电感电流来模拟电源的带载特性，并能够快速、准确地完成测试电源的各项测试任务。再通过移相全桥的能量单向流动特性，将测试的电能回馈到测试电源输入侧，供测试电源循环使用，避免了能量多次转换过程中带来的谐波和耗损，达到节能环保的作用。通过仿真与实验论证了电路结构和控制方式的可行性。