一种混合型直流断路器中晶闸管关断过电压抑制方法研究

王 晨，徐建霖

（1．中国电子科技集团公司第五十四研究所，石家庄 050081；2．海军工程大学 电气工程学院，武汉 430033）

一种混合型直流断路器中晶闸管关断过电压抑制方法研究

王 晨1，徐建霖2

（1．中国电子科技集团公司第五十四研究所，石家庄 050081；2．海军工程大学 电气工程学院，武汉 430033）

混合型直流断路器由高速斥力开关和固态开关并联组成。本文对一种混合型直流断路器中晶闸管关断时过电压抑制问题开展了研究，对影响晶闸管关断过电压的因素进行了分析，提出了在电感两端并联续流二极管和在晶闸管两端并联缓冲电路的解决方案。开展了有无缓冲电路和续流二极管、不同缓冲电路方案的对比试验，从而确定了缓冲电路的结构和参数，并进行了优化设计后的直流断路器样机短路分断试验，验证了所提过电压抑制方案的有效性。

混合型 直流断路器 晶闸管 强迫关断 过电压

0 引言

随着舰船、铁路牵引、矿山等独立直流电力系统容量的不断增大，现有机械式直流断路器的极限分断能力已无法满足系统短路电流分断的要求；同时，巨大的短路电流所引起的电动力和热效应会对电力设备造成严重破坏[1-2]。目前，独立直流电力系统的短路电流超过100 kA，而直流断路器的分断能力不足80 kA[3]。

直流电力系统与交流电力系统相比，其短路电流分断的难点在于直流系统没有用于电流开断的自然过零点[4-5]。传统机械式断路器为了产生电流过零点，采取的办法是提高灭弧室的电弧电压，当电弧电压超过电源电压时短路电流开始下降，该方法的问题在于分断极限短路电流时电弧对触头的烧蚀会严重降低触头的寿命，灭弧室体积巨大，且其分断速度较慢，触头打开需要几十毫秒。因此，研制一种能对短路电流进行快速抑制且高可靠性的新型直流断路器就在这一背景下提出了[6-7]。

国内外在新型直流断路器方面已开展了深入的研究工作，特别是在基于电力电子器件的固态开关实用化方面取得了大量成果[8-12]。固态开关的优点是动作迅速、不存在电弧且理论上可无限次重复使用，能够抑制短路电流的快速上升。但是与机械开关相比，固态开关存在通态损耗较大、通流和过载能力有限、串并联均流均压及控制困难等缺点。混合型直流断路器正是在这样的背景下被人们所提出并看好的。近年来，多种基于电力电子器件的混合型直流断路器拓扑被提出[13-17]。

课题组在前期也开展了一种混合型直流断路器方案的设计及试验研究[18]，在研究中发现强迫关断回路中晶闸管在电流过零截止时，由于回路中电感的存在会在晶闸管上产生过电压尖峰，其上升率有超过晶闸管极限耐受能力的风险，为此开展了晶闸管过电压抑制方法的研究，对过电压影响因素进行了分析，提出了在电感两端并联续流二极管和在晶闸管两端并联缓冲电路的解决方案，并开展了相关试验分析，最后进行了改进后样机的限流分断试验，验证了所提过电压抑制方案的有效性。

2 直流断路器中晶闸管关断时过压问题

2.1 直流断路器工作原理

图1 直流断路器主电路

直流断路器主电路如图1所示，由高速电磁斥力开关SW和双向晶闸管换流关断支路并联组成。双向晶闸管换流关断支路包括换流晶闸管F1、F2、二极管D1、D2，以及强迫关断电路（L、C、F3、F4），晶闸管F1、F2采用快速晶闸管，可以满足系统短路时双向快速限流分断要求。在F1、F2两端并联了压敏电阻MOV用于限压吸能。正常运行时，额定电流从SW上流过，由于触头接触电阻只有几微欧，开关的通态损耗很低。当系统发生短路故障时，给SW控制信号使其快速分断，同时导通晶闸管F1（或F2），电流转换至换流晶闸管上，然后导通F3（或F4），使电容C给F1（或F2）一个反向电流，使其电流过零强迫关断，之后电流从D1（或D2）上流过，当电容放电电流iC下降到与主回路电流i相等时，D1（或D2）截止，随着电容C反向充电结束，电流iC最终减小到零，晶闸管F3（或F4）电流过零关断。

2.2 晶闸管F3（或F4）关断时过电压问题

图1中的晶闸管F3（或F4）电流过零关断时，由于F3（或F4）中载流子复合需要一段时间，因此会在F3（或F4）两端产生反向过电压尖峰，该过电压的上升率极高，对器件的安全性造成威胁。

本文采用图 2的直流断路器限流分断试验电路，测得了典型分断过程中晶闸管F3两端电压uF3，如图3所示。试验采用LC放电回路来模拟短路故障，C1为预先充好电的无感电容，L1为20 μH电感。试验中通过导通晶闸管F使C1放电来模拟短路电流，预期短路电流的大小取决于C1充电电压。

图2 直流断路器的限流分断试验电路

图3（a）为直流断路器在分断10kA电流时试验测得的主回路电流i（CH1：4kA/格）、直流断路器两端电压u（CH3：200 V/格）和晶闸管F3两端电压uF3（CH4：500 V/格）。图3（a）中用虚线圈出的即为F3电流过零关断时，线路电感在F3两端所产生的过电压尖峰，图（b）为虚线圈中uF3的尖峰放大图，该过电压尖峰为1800 V，电压上升率约900 V/μs，已接近该型晶闸管的最大允许值 1000 V/μs。

3 晶闸管关断时过电压的影响因素分析

在晶闸管关断的反向恢复过程中，晶闸管上电压由反向电流和线路电感决定，而反向电流又和晶闸管的反向恢复电荷Qrr有关[19]。Qrr是正向通态电流峰值IFM和电流下降率di/dt的函数，Qrr=f（IFM，｜di/dt｜）。按照产品手册中提供的反向恢复电荷曲线，可以对上式进行拟合，得到Qrr关于IFM和di/dt的表达式。再由Qrr和di/dt可以计算得到反向电流最大值IRM和反向恢复电流曲线。然而，一般产品手册中给出的反向恢复电荷曲线都是IFM在额定电流以内，di/dt在30A/μs下降率以内的Qrr曲线，而本文中晶闸管应用在超出额定工况数倍的高IFM和高di/dt的反向恢复条件下，因此无现成的Qrr曲线可用，无法得到反向电流最大值IRM和反向恢复电流i曲线，也就不能据此计算得到晶闸管上过电压曲线。因此，本节通过试验方法对晶闸管在高IFM和高di/dt下的反向恢复特性进行分析。

图3 晶闸管F3上的过电压尖峰波形

3.1 不同型号晶闸管的过电压特性

首先，试验对比不同型号的晶闸管关断相同电流时的过电压特性，晶闸管使用以下四种型号：KP 1600 A/2000 V，KK 3500 A/3000 V，KK 2500 A/2500 V，ABB公司的5STP 16F2801。试验电路采用图4电路，这与晶闸管在直流断路器中的应用方式接近，在电感了两端并联续流二极管，而晶闸管两端先不并联缓冲电路。采用样机的双向晶闸管换流关断支路中电容C和电感L取值，C取2 mF，L取3 μH，C充电300 V放电，试验结果如图5所示。

通过以上试验可以得到如下结论：

1）关断相同正向电流峰值和下降率的电流时，不同型号晶闸管反向电流峰值IRM相接近；

2）过电压峰值和电压上升率与晶闸管的额定电流值有关，额定电流值大的晶闸管其关断时的过电压峰值和电压上升率也越大，即关断特性较差，因此选用较高额定电流参数的晶闸管未必对关断的可靠性有利，器件参数选择要综合考虑。

图4 晶闸管关断测试电路

图5 四种型号晶闸管关断4 kA电流的试验波形

3.2 不同电流峰值和电流下降率的过电压特性

本试验通过调整图4中电容C充电电压和电感L的取值，以得到不同正向电流峰值和电流下降率，分析晶闸管上出现过电压特性规律。晶闸管使用KK3500 A/3000 V，在电感两端并联续流二极管，晶闸管两端并联RC缓冲电路，缓冲电容取7.5 μF、电阻取5 Ω。进行了以下两种试验：1）电容C充电电压分别为500 V、700 V、1000 V放电，电感L取3 μH，试验三种不同电流峰值和电流下降率的情况，如图6（a）所示；2）电感L分别取3 μH、6 μH，通过调整电容充电电压，使得两种电感参数下电流下降过零时的-di/dt相同，如图6（b）所示，从波形可知，电流过零时的下降率为 150 A/μs。

从试验结果可以得到以下结论：

1）随着充电电压增大，电容放电电流正向峰值IFM成正比增大，反向电流峰值IRM、反向恢复电荷Qrr和过电压峰值随IFM的增大而增大；

2）同一型号晶闸管关断相同电流下降率的电流时，反向电流峰值IRM、反向恢复电荷Qrr和过电压峰值随IFM的增大而增大。

图6 改变电流峰值和下降率的试验波形

4 晶闸管关断时过电压的抑制方法分析

针对晶闸管的过电压问题，本文考虑采取以下措施进行抑制：一是采取在图1强迫关断回路的电感L两端并联续流二极管，给电感提供一个能量释放回路；二是在F3、F4两端并联缓冲电路，使晶闸管两端电压不能突变，吸收线路电感的能量。

4.1 有无缓冲电路和续流二极管影响

首先，进行了晶闸管两端有无缓冲电路和电感两端有无续流二极管四种情况的限压效果对比试验，试验采用图 4电路。晶闸管F使用KK3500A/ 3000V。缓冲电路采用RC型缓冲电路，缓冲电容取7.5 μF、电阻取5 Ω，续流二极管采用ZP1600 A/2000 V二极管。试验结果如图7所示，图中“no RC+D”代表既无续流二极管也无缓冲电路；“D”代表有续流二极管；“RC”代表有缓冲电路；“RC+D” 代表既有续流二极管也有缓冲电路。

图7 并联续流二极管、缓冲电路的效果对比

由图7可以得到以下结论：

1）四种情况的晶闸管正向电流峰值相同，并联续流二极管后电流波形下降段要比不并联续流二极管的-di/dt大，反向电流峰值IRM也要大；

2）电感并联续流二极管后，晶闸管反向电压峰值和上升率都有明显减小，而只并联RC缓冲电路不并联续流二极管的限压效果不明显；

3）并联续流二极管后，再并联RC缓冲电路对限压效果改善不明显，这说明试验中RC参数选择不合适，需要增加电容或减小电阻。

4.2 不同缓冲电路限压效果分析

本节对不同结构的缓冲电路在晶闸管关断时的限压效果进行了对比分析，进而优化了缓冲电路参数。主要对图8所示的RC型、RCD-Ⅰ型、RCD-Ⅱ型三种缓冲电路进行了分析。RC型缓冲电路中电阻R的作用一是防止线路电感和缓冲电容形成振荡，二是防止晶闸管开通时缓冲电容在晶闸管上形成较大的放电电流。但RC型缓冲电路的问题是正常运行时缓冲电容上会充上电压，当晶闸管F3导通时缓冲电容会经F3放电，缓冲电容的放电电流叠加在关断回路电容放电电流上，其电流上升率过高有可能损坏F3。因此本文在RC型缓冲电路基础上，采取了RCD-Ⅰ型和RCD-Ⅱ型两种缓冲电路，通过增加一个二极管D使缓冲电容在正常状态下不会充上电压，晶闸管导通时缓冲电容也就不会有放电电流流过晶闸管；通过增加一个电阻R0使缓冲电容吸收的能量通过其快速释放掉。RCD-Ⅱ型和RCD-Ⅰ型的区别就是去掉了缓冲电阻R。通过对比试验最终确定采取何种缓冲电路结构及参数。

图8 三种缓冲电路结构

试验对比了RCD-Ⅰ型、RCD-Ⅱ型缓冲电路取不同参数，晶闸管关断相同电流时的过电压特性，晶闸管使用KP1600 A/2000 V。RCD-Ⅰ型缓冲电路参数取以下三种取值组合：7.5 μF+5 Ω、7.5 μF+1 Ω、1 μF+1 Ω，RCD-Ⅱ型缓冲电路中电容取1 μF。2 mF电容充电300 V放电，试验结果如图9所示。

图9 不同缓冲电路参数的限压效果

从中可以得到以下几点结论：

1）四种缓冲电路参数限压效果最好的是RCD-Ⅰ型的7.5 μF+1 Ω的组合，限压效果最差的是 7.5 μF+5 Ω 的组合，1 μF+1 Ω 的限压效果要好于RCD-Ⅱ型1 μF单独作用的限压效果；

2）随着缓冲电容值增大，电容上的电压上升率减小，1 μF+1 Ω 的缓冲电容上 du/dt为 100 V/μs，7.5 μF+1 Ω 的缓冲电容上 du/dt为 15 V/μs；

3）从缓冲电阻上的电压波形可知，1 μF+1 Ω缓冲电路上的电流存在振荡，7.5 μF的缓冲电路没有振荡。

5 优化设计后的样机限流分断试验

采用图2试验电路，对优化后的样机进行短路限流分断试验，电容C1=190 mF，充电电压为400 V，线路电感L1=20 μH。关断回路中电容2 mF，充电到820 V，电感3 μH。关断回路中电感两端并联续流二极管，晶闸管F3、F4两端并联RCD-Ⅰ型缓冲电路，取值7.5 μF+1 Ω组合。试验测量了主回路电流i、关断回路电容放电电流iC、关断回路电容两端电压uC和晶闸管F3两端电压uF3，如图10所示。

直流断路器控制策略：电流i到达500 A后，延时20 μs给斥力线圈电路中晶闸管发动作信号，再延时150 μs给换流组件中晶闸管F1动作信号，脉宽持续250 μs，关断回路中的晶闸管是延时410 μs后发出动作信号。

由试验波形可知，初始电流上升率20 A/μs的短路电流被限制到13 kA，整个限流分断过程时间为1.25 ms。关断回路电流峰值21kA，电流上升率250 A/μs，电容反向充电到1 kV。晶闸管F3关断时过电压峰值340 V，过电压上升率85 V/μs（虚线圈中）。从以上试验结果可知，样机经过加装续流二极管和并联缓冲电路的优化设计，F3上过电压峰值和上升率都得到了明显抑制，因此有效保证了直流断路器的工作可靠性。

图10 优化设计后的样机限流分断试验波形

6 小结

本文对一种直流断路器中晶闸管关断过电压抑制方法进行了研究，首先分析了晶闸管关断过电压的影响因素，提出了在电感两端并联续流二极管和在晶闸管两端并联缓冲电路的解决方案，并开展了大量试验研究，最后进行了优化设计后样机的短路分断试验，验证了所提过电压抑制方案的有效性。得到的主要结论有：

1）四种不同型号晶闸管关断相同正向电流峰值和下降率的电流时，反向电流峰值IRM相近，晶闸管过电压特性与器件额定电流有关，额定电流值大的晶闸管过电压峰值和电压上升率也越大，因此，直流断路器设计选型时应在满足通流要求的晶闸管中选择额定电流小一些的晶闸管；

2）随着电容充电电压增大，放电电流正向峰值IFM成正比增大，反向电流峰值IRM、反向恢复电荷Qrr和过电压峰值随IFM的增大而增大；关断相同电流下降率的电流时，反向电流峰值IRM、反向恢复电荷Qrr和过电压峰值随IFM的增大而增大；

3）晶闸管强迫关断回路中，电感并联续流二极管和晶闸管并联RC缓冲电路都能有效降低晶闸管关断时的过电压，其中，电感并联续流二极管的效果更为明显；

4）四种缓冲电路参数限压效果最好的是RCD-Ⅰ型的7.5 μF+1 Ω的组合，限压效果最差的是7.5 μF+5 Ω 的组合，1 μF+1 Ω 的限压效果要好于 RCD-Ⅱ型1 μF单独作用的限压效果。

[1]LUCA N, FABIO B, ALBERTO F, et al. Development and testing of a 10 kA hybrid mechanical DC circuit breaker[J]. IEEE Transactions on Applied Superconductivity, 2011, 21(6): 3621-3627.

[2]胡竞竞, 徐习东, 裘鹏, 等．直流配电系统保护技术研究综述[J]．电网技术, 2014, 38(4): 844-851．

[3]王晨, 张晓锋, 庄劲武, 等．新型混合式限流断路器设计及其可靠性分析[J]．电力系统自动化．2008, 32(12)：61-67．

[4]史宗谦, 贾申利．高压直流断路器研究综述[J]．高压电器, 2015, 51(11): 1-9．

[5]何俊佳, 袁召, 赵文婷, 等．直流断路器技术发展综述[J]．南方电网技术, 2015, 9(2): 9-15．

[6]MEYER J, RUFER A. A DC hybrid circuit breaker with ultrafast contact opening and interated gate-commutated thyristors(IGCTs) [J]. IEEE Transctions on Power Delivery, 2006, 21(2): 646-651.

[7]Niwa Y, Matsuzaki J, Yokokura K．The basic investigation of the high-speed VCB and its application for the DC Power system[C]．XXIII-rd Int. Symp. on Discharges and Electrical Insulation in Vacuum, 2008:168-173．

[8]庄劲武, 张晓锋, 杨锋, 等．船舶直流电网短路限流装置的设计与分析[J]．中国电机工程学报, 2005, 25（20）:26-30．

[9]冯源, 郭忠文．固态断路器技术的应用[J]．电力自动化设备, 2007, 27(10): 96-99．[10]胡杰, 王莉, 穆建国．直流固态断路器现状及应用前景[J].电力系统保护与控制, 2009, 37(19): 145-150．[11]陈峰, 江道灼, 周洋, 等．基于故障电流控制的新型UPFC-FCL设计[J]．电力自动化设备．2015, 35(12):145-150．

[12]温家良, 葛俊, 潘艳, 等．直流电网用电力电子器件发展与展望[J]．电网技术, 2016, 40(3): 663-669．

[13]廖敏夫, 黄金强, 葛国伟, 等．国内外混合式断路器发展与研究现状[J]．高电压技术, 2016, 42(6):1688-1694．

[14]Roodenburg B, Taffone A, Gilardi E, et al．Combined ZVS-ZCS topology for high-current direct current hybrid switches： design aspects and first measurements[J]．IET Electr Power Appl, 2007, 1(2):183-192．

[15]江壮贤, 庄劲武, 王晨, 等．双向非一致混合型真空直流断路器的分析与设计[J]．中国电机工程学报,2013, 33（36）: 142-147．

[16]药韬, 温家良, 李金元, 等．基于IGBT串联技术的混合式高压直流断路器方案[J]．电网技术, 2015,39(9): 2484 -2489 ．

[17]高阳, 贺之渊, 王成昊, 等．一种新型混合式直流断路器[J]．电网技术, 2016, 40(5): 1320-1325．

[18]王晨, 庄劲武, 张晓锋, 等．混合型限流断路器在高短路电流上升率时换流试验分析[J]．电力系统自动化．2009, 33(16): 65-69．

[19]张静, 汤广福, 温家良, 等．高压大功率晶闸管反向恢复特性动态模型[J]．电力电子技术．2015, 49(4):50-53．

Research on Suppression of Thyristor’s Turn-off Over-Voltage for a Hybrid DC Circuit Breaker

Wang Chen1, Xu Jianlin2
(1. The 54 th Research Institute of CETC, Shijiazhuang 050081, China; 2. College of Electrical Engineering, Naval University of Engineering, Wuhan 430033, China)

Hybrid DC circuit breaker consists of high speed electro-magnetic repulsion switch and solid-state switch in parallel. In this paper, the suppression method of thyristor’s turn-off over-voltage for a hybrid DC circuit breaker is researched. The effect factors of thyristor’s turn-off over-voltage are analyzed.The solution by connecting the freewheel diode to the inductance in parallel and connecting snubber circuit to thyristor is proposed. The contrast tests of different snubber circuits and with the freewheel diode or not are carried out. The short-circuit test of optimized prototype is finished and the effectiveness of suppression method is demonstrated.

hybrid; DC circuit breaker; thyristor; forced turn-off; over-voltage

TM471

A

1003-4862（2017）10-0001-06

2017-01-18

国家自然科学基金项目（51307179）：国家自然科学基金项目（51377166）

王晨(1981-)，男，博士，工程师，主要研究方向是通信系统与工程、电气工程。

E-mail: wangchen421@163.com