辅助电路无储能电容的谐振直流环节软开关逆变器

王强， 唐朝垠， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)

辅助电路无储能电容的谐振直流环节软开关逆变器

王强， 唐朝垠， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)

多数谐振直流环节软开关逆变器在直流母线间串联分压储能电容来为谐振电路提供能量，其缺点是分压电容所形成的中性点电位可能发生变化。针对这个问题，提出了一种新型谐振直流环节软开关逆变器拓扑电路。该拓扑电路不需要在直流母线之间串联储能电容来均分直流电源电压，没有中性点电位的变化问题，提高了软开关逆变器的可靠性，并且辅助电路结构相对简单，有利于降低硬件成本和简化控制策略。详细分析了逆变器在不同工作模式下的工作原理，给出了软开关的实现条件，建立了辅助电路的功率损耗数学模型，并制作了一台3 kW的实验样机，实验结果表明该新型软开关逆变器的开关器件实现了软开关。该新型软开关逆变器能有效降低开关损耗和改善效率。

逆变器；储能电容；谐振；零电压开关；零电流开关

0 引 言

现代电力电子技术的趋势是追求开关器件的高频化和大功率化，但是，随着工作频率的提高，其开关损耗会急剧增大，降低了系统整体的运行效率。同时，在硬开关逆变器中，功率开关器件在进行开通和关断操作时的电压电流变化率很大，这必然会对设备和周围的环境产生严重的电磁干扰，影响设备的运行环境。并且，功率开关器件在非零电压零电流条件下切换状态时会出现激增的电压电流尖峰值，该值远大于开关器件允许的安全电压电流值，这将导致功率开关器件面临被击穿的危险[1]。

为了降低开关损耗，研究人员提出了软开关技术，软开关逆变器主要分为谐振直流环节逆变器和谐振极型逆变器两类[2-15]，其中谐振直流环节逆变器因其电路结构简单，使用的辅助开关器件少等优点受到国内外研究人员的广泛关注，但是仍然存在不足，文献[4-6]中提出的拓扑电路，通过在直流环节串联两个大容量的储能电容来均分母线电压，为辅助电路提供能量，因此，当逆变器工作在高频状态时，储能电容频繁的进行充放电，这将会导致电路出现中性点电位变化，无法实现软开关；文献[9-13]中提出的拓扑电路，辅助电路工作过程中需要对3个辅助开关进行控制，增加了控制难度；文献[15]提出的拓扑电路虽然没有使用大容量的储能电容来均分直流电源电压，不存在中性点电为变化和逆变器体积过大的问题，但其辅助开关无法完成软开关。

针对在辅助谐振电路中使用分压储能电容所引起的中性点电位变化问题，本文提出了一种新的谐振直流环节软开关逆变器拓扑电路，其具有以下优点：1)辅助谐振电路中不需要串联大体积的储能电容来均分母线电压，避免了储能电容频繁充放电所引起的中性点电位变化问题，提高了逆变器的可靠性；2)辅助电路含有2个辅助开关(含反并联二极管)、1个谐振电感、1个谐振电容和1个辅助二极管，辅助电路结构相对简单，有利于降低硬件成本和简化控制；3)逆变器中的所有功率开关器件都工作在软开关条件下。文中详细的分析了逆变器在不同工作模式下的工作原理，给出了软开关的实现条件，建立了辅助电路的功率损耗数学模型，并在一台3 kW的实验样机上验证了新型拓扑电路的有效性。

1 电路结构和工作原理

1.1 电路结构

如图1所示，新电路由逆变器的直流电源，脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)逆变器，为PWM逆变器主开关器件创造软性切换条件的辅助谐振电路以及三相阻感性负载所构成。其单相等效电路如图2所示，辅助电路包括2个辅助开关Sa1和Sa2，3个二极管Da1、Da2和Da3，1个谐振电感Lr，1个谐振电容Cr1，其中Da1是辅助开关Sa1的反并联二极管，Da2是辅助开关Sa2的反并联二极管，Sa2和Da2用来控制正反向谐振电流。PWM逆变器桥臂上的每个主开关器件分别并联1个缓冲电容Cs。设负载电流为I0，iLr为流过Lr的电流，uCr1为谐振电容Cr1的端电压。通过辅助电路的谐振电容和谐振电感的谐振作用，当逆变器直流母线电压周期性下降到零时，切换逆变器主开关状态，完成软开关动作，降低开关损耗。

图1 辅助电路无储能电容的谐振直流环节软开关逆变器Fig.1 Resonant DC linksoft-switching inverter without storage capacitor in auxiliary circuit

1.2 工作原理

为简化分析过程，对系统模型做出以下假设：1)各元器件为理想电路元件；2)负载电感远大于谐振电感，在逆变桥主开关换流期间，负载电流值I0恒定不变；3)逆变器的主开关等效为Sinv，对应的反并联二极管等效为Dinv；4)因为逆变器各桥臂的上下任何一个开关器件导通时，都将造成与该开关器件并联的缓冲电容Cs短路，等同于3个缓冲电容并联，根据电容并联计算方法可知Cr2=3Cs，其端电压为uCr2。取逆变器单相等效电路进行分析，其工作过程划分为8个工作模式，图3为电路的特征工作波形，在图3中，Ib1为正向的谐振电感电流阈值。电路中个物理量的参考方向以图2中箭头指向为参考正方向，图4为各工作模式的等效电路。

图2 逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

图3 电路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

工作模式

1)模式1(t～t0)：设为电路初始状态，Sa1导通，逆变器电源直接对负载供电，辅助电路不工作，逆变器工作在稳定状态。此时，uCr1=0，iLr=0，uCr2=E。本模式的运动轨迹为一点，如图5所示。

2)模式2(t0～t1)：在t0时刻，触发Sa2使其导通；在电感Lr的储能作用下，限制了Sa2电流的变化率，因此，Sa2开通过程为零电流软开通。开通Sa2以后，Lr和Cr1同时被充电，iLr和uCr1都由零开始增大，在t1时刻，当iLr增大到等于所设定的电感电流阀值Ib1时，模式2结束。本模式的运动轨迹为图5中t0～t1段。本模式的曲线运动方程如下

[E-uCr1(t)]2+[Z1iLr(t)]2=E2。

(1)

将iLr=Ib1代入式(1)中，可以得到t1时刻uCr1的值U1为

(2)

本模式中，iLr和uCr1的表达式分别为：

(3)

uCr1(t)=E-Ecos[ω1(t-t0)]。

(4)

图4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

本模式的持续时间为

(5)

3)模式3(t1～t2)：在该模式下，Sa1在t1时刻被关断，在这一瞬间，因为电容Cr2的嵌位作用，其两端电压不可能发生突变，减小了Sa1端电压的变化率，所以Sa1实现了零电压软关断。此后，谐振元件Lr、Cr1和Cr2进入谐振状态，Cr2对Lr和Cr1进行充电。iLr由设定值Ib1开始逐渐增大、uCr1由初始值U1开始逐渐增大，uCr2则由初始值E开始逐渐减小。当uCr2减小到零时，谐振电流iLr增加到正向最大值Ip1。此刻，第一个谐振过程完成，模式3结束。本模式的运动轨迹为图5中01～t2段。本模式的曲线运动方程如下(A、B为常数)：

(6)

(7)

本模式中，iLr、uCr1和uCr2的表达式分别为

iLr(t)= (E-U1)Z3sin[ω3(t-t1)]+

(8)

(9)

(10)

其中：

Sa1关断瞬间的电压变化率为

(11)

本模式的持续时间为

将式(12)分别带入式(8)和式(9)中可得到t2时刻iLr的值Ip1以及uCr1的值U2分别为

Ip1=iLr(t2)=

(13)

(14)

其中：a=Cr1ω3(E-U1)，d=ω3(Cr1U1+Cr2E)，b=I0+Cr1ω3I0Z5+ω3Ib1Z5(Cr1+Cr2)。

4)模式4(t2～t3)：在t2时刻，与逆变器主开关器件并联的续流二极管Dinv开始导通，负载电流I0通过Dinv续流。Sa2、Cr1、Lr和Dinv构成回路，Lr向Cr1充电，iLr从电流值Ip1开始减小，当减小到零时，模式4结束。本模式的运动轨迹为图5中t2～t3段。本模式的曲线运动方程如下

(15)

将iLr=0代入式(15)中，可以得到t3时刻uCr1值U3为

(16)

本模式中，iLr和uCr1的表达式分别为

iLr(t)=Ip1cos[ω1(t-t2)]-

(17)

uCr1(t)=Ip1Z1sin[ω1(t-t2)]+

U2cos[ω1(t-t2)]。

(18)

本模式的持续时间为

(19)

5)模式5(t3～t4)：在t3时刻，关断Sa2，正向负载电流I0通过Dinv续流。因为在Sa2被关断之前，流经它的电流值已经下降到零，所以Sa2的关断过程为零电流软关断。同一时刻，开通Sinv，因为Sinv开通前其端电压uCr2已经减小到零，所以Sinv实现了零电压软开通。Sinv开通后，电感Lr和电容Cr1进入谐振状态，Cr1放电，Lr被充电，谐振电流iLr由零开始反向增大，在t4时刻，当iLr增大到反向最大值Ip2时，此次谐振过程完成，模式5结束。本模式的运动轨迹为图5中t3～t4段。本模式的曲线运动方程如下

(20)

将uCr1=0代入式(20)中，可以得到t4时刻iLr的值Ip2为

(21)

本模式中，iLr和uCr1的表达式分别为

(22)

uCr1(t)=U3cos[ω1(t-t3)]。

(23)

本模式的持续时间为

(24)

6)模式6(t4～t5)：在t4时刻，uCr1下降到零，关断Sinv，因为Cr2减小了Sinv端电压的上升率，所以Sinv实现了零电压软关断。Sinv关断后，Da3被触发导通，谐振元件Cr2和Lr进入谐振状态，Lr对Cr2进行充电，uCr2逐渐增大，iLr反向减小，当iLr反向减小到等于Ib2时，uCr2增大到E，模式7结束。本模式的运动轨迹为图5中t4～t5段。本模式的曲线运动方程如下

[uCr2(t)]2+[Z2(iLr(t)+I0)]2=[Z2(Ip2-I0)]2。

(25)

将uCr2=E代入到式(25)中，可以得到t5时刻iLr的值Ib2为

(26)

本模式中，iLr和uCr2的表达式分别为

iLr(t)=-(Ip2-I0)cos[ω2(t-t4)]-I0，

(27)

uCr2(t)=(Ip2-I0)Z2sin[ω2(t-t4)]。

(28)

本模式的持续时间为

(29)

7)模式7(t5～t6)：在t5时刻，uCr2增大到E，电流开始流过Da1，uCr2被箝位于E，此时开通Sa1，则Sa1为零电压软开通。Sa1开通后，iLr开始反向线性减小，在t6时刻，当iLr反向减小到I0时，Da1进入截止状态，模式7结束，本模式的运动轨迹为图5中t5～t6段。

本模式的持续时间为

(30)

8)模式8(t6～t7)：在t6时刻，iLr减小到等于I0，Da1进入截止状态，流过Sa1的电流从零开始逐渐增大，此后Lr一直处于放电状态，iLr一直反向减小，在t7时刻，当iLr减小到零时，模式8结束。本模式的运动轨迹为图5中t7～t8段。

图5 谐振直流环节逆变器的相平面Fig.5 Phase-plane of resonant DC link inverter

本模式的持续时间为

(31)

然后电路恢复到最初模式1的工作状态，进行下一个工作周期的运行。至此，一个开关周期内的电路的曲线运动方程建立完成，可以绘制出相平面上的运动轨迹，如图5所示。

1.3 软开关的实现条件和设计规则

1)为确保Sa2实现零电流软开通，其开通瞬间的电流变化率应不大于器件允许的电流变化率(di/dt)r，由式(3)可得

(32)

2)为保证Sa1实现零电压软关断，其关断瞬间的电压变化率应不大于器件允许的电压变化率(du/dt)r，由式(11)可得

(33)

(34)

(35)

(36)

(37)

(38)

7)规定逆变器直流母线电压在时间Tv内完成上升和下降，需要满足T3≤Tv和T6≤Tv。根据式(29)可知，当I0=I0max时，T6最大。所以可以得到：

(39)

(40)

1.4 电路中器件承受的最大电压和电流应力

在t2时刻，uCr2减小到零时，流过Sa1和Sa2的电流达到最大值，流过Lr的电流达到正向最大值；在t4时刻，uCr1减小到零时，流过Da2和Da3的电流达到最大值，流过Lr的电流达到反向最大值；在t5时刻，流过Da1的电流达到最大值。

流过辅助开关Sa1和Sa2电流最大值iSa1max和iSa2max分别为：

(41)

(42)

流过谐振电感Lr的正向电流最大值iLrmax(正)，反向电流最大值iLrmax(负)分别为：

(43)

(44)

流过辅助二极管Da1、Da2和Da3电流最大值iDa1max，iDa2max和iDa3max分别为：

(45)

(46)

当谐振参数确定后，根据式(41)～式(46)可计算出流过辅助开关器件的最大电流值，根据这些电流值来选择功率开关器件型号。

2 辅助电路各器件功率损耗理论分析

逆变桥上的功率开关器件为零电压软开关，开关损耗为零；直流母线串联辅助开关Sa1的开关过程均为软开关过程(零电压软开通或零电压软关断)，不存在开关损耗；谐振支路上的辅助开关Sa2也为软开关过程，(零电流软开通和零电流软关断)，不存在开关损耗。但是Sa1和Sa2及其反并联二极管Da1、Da2以及辅助二极管Da3均存在通态损耗。理想状态下，因为Lr，Cr1和Cr2的电阻很小，Lr，Cr1和Cr2功耗可以近似为零。设辅助开关和辅助二极管的通态压降分别为VCE和VEC，开关频率为fc。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到辅助电路器件的功率损耗数学模型。

Sa1和Sa2的通态损耗PSa1和PSa2可分别表示为

(47)

(48)

Da1、Da2和Da3的通态功耗PDa1、PDa2和PDa3可分别表示为

(49)

(50)

(51)

根据式(47)～式(51)可得辅助谐振电路的总功率损耗Padd可用式(52)表示。

3 参数设计过程

依据1.3节的分析，参数具体的设计过程如下：

已知量：输入直流电压E，最大输出电流I0max，输出功率P0，缓冲电容Cs，负载电感La=Lb=Lc，负载电阻Ra=Rb=Rc，输出频率f0，开关频率fc。

Padd=PSa1+PSa2+PDa1+PDa2+PDa3=

(52)

开关器件允许的关断瞬间电压变化率(du/dt)r和开通瞬间电流变化率(di/dt)r。直流母线电压上升和下降的规定时间Tv。

设计过程：

等效谐振电容

Cr1=Cr2=3Cs。

(53)

为实现Sa2的零电流软开通，根据式(32)可知，谐振电感Lr取值需满足满足

(54)

为实现Sa1的零电压软关断，根据式(33)可知，所设定的电感电流阀值Ib1虚满足

(55)

根据式(55)直接对Ib1取值时，为了留有一定裕量，保证Sa1实现零电压软关断，则Ib1取值需满足

(56)

当Lr、Cr1、Cr2、E和I0max确定后，将式(2)、式(13)、式(14)和式(16)带入式(21)中可确定Ip2取值。

在确定Lr、Cr1、Cr2、Ib1和Ip2取值后，将其带入到式(37)～式(40)中，来验证谐振电流最大值，直流母线电压的上升和下降时间是否满足要求。

验证过后取I0为最小值，以确定T3的准确值；取I0为最大值，以确定T6的准确值，这样以上各控制时间都可以是固定值，不随着负载电流的改变而改变，所以辅助谐振电路可以采用固定时间控制。把Lr、Cr1和Cr2代入到式(34)、式(35)和式(36)中，分别计算出Td，Toff(Sa1)和Ton(Sa2)。这样可以得到Sa1和Sa2的占空比分别为：

ρSa1=1-fcToff(Sa1)，

(57)

ρSa2=fcTon(Sa2)。

(58)

4 辅助谐振电路的逻辑控制

当需要切换主开关状态时，主开关动作时间相比于硬开关逆变器延时T2+T3，使Cr2放电完毕，uCr2下降到零以后，才能完成切换动作。在主开关原动作时刻t0，谐振支路中辅助开关Sa2被触发导通，经过模式2时间T2，当检测到电感电流iLr与电流设定值Ib1相等时，Sa1被关断。然后再经过模式3时间T3，当检测到谐振电压uCr2下降到零时，主开关开始切换状态。主开关动作完成以后，经过模式4时间T4，主开关全部开通，桥臂处于短路状态，然后再经过电容Cr1为电感Lr充电过程时间T5，当检测到iLr由零值反向上升到与电流设定值Ib2相等时，逆变器主开关被断开，桥臂恢复到正常状态。然后再经过这个工作周期内最后一个谐振时间T6，当检测到uCr2增大到谐振电容电压初始值E时，Sa1被触发导通。根据之前所得出时间计算公式带入各元器件参数可以求得模式持续时间。在确定Lr、Cr1、Cr2、Ib1和Ib2参数值后，取I0为最小值，以确定T3的准确值；取I0为最大值，以确定T6的准确值，这样以上各控制时间都可以是固定值，不根据负载电流的改变而改变，所以辅助谐振电路可以采用固定时间控制。

5 实验结果

基于前文的理论分析和参数设计原则的基础上，根据图1制作了一台3 kW的实验样机,实验参数设置如下：输入直流电压E=200 V，输出线电压有效值u0=110 V，最大输出电流I0max=14 A，谐振电流正向阈值Ib1=10 A，输出功率P0=3 kW，谐振电感Lr=10H，缓冲电容Cs=33 nF，负载电感La=Lb=Lc=1 mH，负载电阻Ra=Rb=Rc=11 Ω，辅助二极管通态压降为VEC=0.5 V，开关器件通态压降为VCE=0.5 V，输出频率f0=50 Hz，开关频率fc=10 kHz，主开关切换滞后时间Td=10s，直流母线电压上升和下降的规定时间Tv=5s，Sa1和Sa2的占空比分别为0.7和0.5，开关器件允许的关断瞬间电压变化率(du/dt)r=300 V/s和开通瞬间电流变化率(di/dt)r=20 A/s。

实验波形如图6所示，图6(a)为实验电路特征工作波形，该图与图3中理论分析的电路特征工作波形基本吻合；图6(b)为开通和关断逆变桥主开关S1时其端电压uS1与电流iS1的波形，图6(c)为开通和关断辅助开关Sa1时其端电压uSa1和电流iSa1的波形，从图6(b)和图6(c)中可知，开通S1和Sa1前，其端电压uS1和uSa1已经减小到零，关断S1和Sa1后，uS1和uSa1以较小的速率缓慢上升，所以S1和Sa1实现了零电压软开关；图6(d)为开通和关断辅助开关Sa2时其端电压uSa2和电流iSa2的波形，从图中可知，Sa2开通时流过Sa2的电流iSa2以较小的速率缓慢上升，Sa2关断前，iSa2已经减小到零，所以Sa2实现了零电流软开关；图6(e)为输出频率为50 Hz时，软开关逆变器三相相电流ia，ib，ic的实验波形图，由图可以看出，三相输出相电流为光滑的正弦波形，说明该逆变器没有受到辅助谐振电路的影响，其输出波形可以被控制的很好。

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

在相同实验条件下对软开关逆变器和硬开关逆变器主电路实际效率进行了多次测试，测试时两种逆变器都采用正弦脉宽调制方法，保持110 V的输出线电压有效值，在两种逆变器的输出功率都达到3 kW时，分别测量其输入功率，最后求出实测效率。考虑到读取误差，在同一条件下测量3次，最后取其平均值。在输出功率3 kW时，软开关逆变器主电路的实测效率达到97.8%，相比于硬开关逆变器，主电路效率提高2.8%。同时为验证该软开关逆变器整机的效率优势，在主电路效率测试的基础上，把辅助电源与控制系统的功率损耗也考虑进来，在整机输出功率3 kW时，软开关逆变器整机的实测效率达到96.9%，相比于硬开关逆变器，整机效率提高2.3%。

6 结 论

提出了一种新型谐振直流环节软开关逆变器，其显著特点是新拓扑电路不含用于均分母线电压的储能电容，解决了辅助电路中存在的中性点电位变化问题，而且，新拓扑电路中使用的元器件少，电路结构简单，所以成本更低，且更容易控制。实验结果表明：①逆变器三相输出相电流为良好的正弦波形，新拓扑电路对逆变器的正常运行没有影响；②逆变桥上的主开关S1和母线上的辅助开关Sa1实现了零电压软切换，支路上的辅助开关Sa2实现了零电流软切换；③实际测量中，当输出功率为3 kW时，整机的实测效率为96.9%，明显高于相同条件下硬开关逆变器的整机实测效率。

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(编辑：贾志超)

ResonantDClinksoft-switchinginverterwithoutstoragecapacitorinauxiliarycircuit

WANG Qiang， TANG Chao-yin， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

The storage capacitors that divide the voltage of the DC side in auxiliary circuit are used to supply energy to resonant circuit in the most resonant DC link soft-switching inverter.The disadvantage is that the storage capacitors will cause the center tap potential variation problem.Aiming at this problem,a resonant DC link soft-switching inverter topology circuit is proposed in this paper.It avoided the storage capacitors which were used to divide the voltage in auxiliary circuit and there was no center tap potential variation problem,which improved reliability in the inverter.The structure of the auxiliary circuit was very simple,which was conductive to reduce the cost of hardware and simplified control strategy.The operation principle of the soft-switching inverter was analyzed in detail on the basis of equivalent circuits at different operation modes.The conditions for realization of soft-switching were presented.The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established.A 3kW laboratory prototype was built.The experiment results verified that the switching devices of this soft-switching inverter can realize soft-switching and the soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

inverter; storage capacitor; resonant; zero-voltage switching; zero-current-switching

2015-06-28

国家自然科学基金 (51207069);辽宁省自然科学基金指导计划项目(20170540586);辽宁石油化工大学国家级科研项目培育基金(2016PY-016)

王 强(1981—),男,博士,副教授,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 唐朝垠(1990—),男,硕士研究生,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向为电力系统继电保护; 刘晓琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向为电力系统故障诊断。

王 强

10.15938/j.emc.2017.08.011

TM 464

:A

:1007-449X(2017)08-0078-10