断续模式无桥Boost PFC变换器的研究

2017-08-08高伟俊陈乾宏

电源学报 2017年4期

关键词：导通畸变功率因数

高伟俊，陈乾宏

（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学自动化学院），南京211106）

断续模式无桥Boost PFC变换器的研究

高伟俊，陈乾宏

（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学自动化学院），南京211106）

相较于传统的Boost PFC变换器，无桥Boost PFC变换器省略了开关管前的整流桥，大大提高了变换器的效率。首先主要讨论电流断续模式下无桥Boost PFC的工作原理，推导理想状态下其PF的表达式和电感的计算，探讨实际工作中电路寄生参数对电感电流畸变的影响。然后针对DCM Boost PFC仅适用于中小功率场合这一缺点，引入了交错并联技术，提升了电路的功率量级。最后分别完成了单路500 W和两路交错1 kW的变换器样机实验，实验结果验证了理论分析的正确性。

功率因数校正；无桥Boost变换器；电流断续模式；交错并联技术

有源功率因数校正变换器可以采用多种电路拓扑和控制方法[1-3]，其中Boost PFC变换器应用最广泛。根据电感电流连续与否，可将其分为3种工作模式，即电流连续模式CCM（continuous current mode）、电流临界连续模式CRM（current critical continuous mode）和电流断续模式DCM（discontinuous current mode）。与CCM和CRM相比，DCMBoostPFC具有开关管零电流开通和升压二极管无反向恢复等优点，同时由于开关频率恒定，因此有利于电感和电磁干扰 EMI（electro-magnetic interference）滤波器的设计。然而一个开关周期内的其电感电流平均值为非正弦形式，因此其功率因数PF（power factor）相对较低，尤其在高压输入时[4]。由于传统Boost PFC变换器中整流桥的存在,其损耗与功率成正比,严重影响了变换器效率。为了提高效率，无桥PFC的拓扑被广泛应用[5]。相较于传统Boost PFC，无桥Boost PFC省略了整流桥，使得每个导通时刻都只有2个开关器件导通，大大提高了变换器效率。

本文针对DCM模式下的无桥Boost PFC变换器，首先分析其工作原理，推导PF表达式，探讨实际工作寄生参数对电流畸变的影响[6-8]；其次，为提高变换器的功率量级，引入交错并联技术，分析了交错并联无桥Boost PFC的工作原理[9]；最后，制作了单路500 W和两路交错1 kW的样机，实验结果验证了理论分析的正确性。

1 DCM无桥Boost PFC变换器工作原理

1.1 无桥Boost PFC电路特性分析

图1是无桥Boost PFC变换器主电路。相较于传统的Boost PFC变换器，它省略了输入端的整流桥，在提高电路效率的同时，简化了电路结构。

图1 无桥Boost PFC主电路Fig.1 Main circuit of bridgeless Boost PFC

图2DCM无桥Boost PFC电感电流波形Fig.2 Inductor current waveform of bridgeless Boost PFC in DCM

图2 给出了DCM模式下，输入电压正半周期内一个开关周期的电感电流波形。

设交流输入电压为

式中：Um为输入交流电压幅值；ω为角频率。

则在开关管Q1导通期间有

式中：D1为占空比；T为开关周期；ILp为电感电流峰值，一个开关周期内，有

式中，fs为开关频率。

开关管关断期间，由电感两端电压伏秒平衡可得

式中：Uo为输出电压；D2为电感电流下降为0时对应的占空比。由此可得

根据面积相等关系，可以得到电感电流平均值IL_ave与电感电流峰值的关系为

由此可得一个开关周期内电感电流平均值为

由电路拓扑可知，输入电流即电感电流为

DCM模式下通常采用定占空比控制。当占空比 D1固定时，由式（3）、式（7）可以看出，虽然电感电流峰值为正弦函数，但电感电流平均值即输入电流，并不是按照正弦变化的，而是发生了畸变。

半个工频周期内输入功率为

为方便计算,这里假定输入功率等于输出功率。由此可以得到输入功率因数PF为

由式（10）可得输入功率因数PF与Um/Uo的关系，如图3所示。由图见，Um/Uo越大，PF越低。

图3 PF与Um/Uo的关系曲线Fig.3 Relation ship curve of PF and Um/Uo

1.2 寄生参数对电流畸变的影响

以上分析均建立在理想元器件的基础上，而实际情况中，开关管、二极管及电感中均存在一定的寄生参数，而这些寄生参数将引起输入电流畸变。开关管有3个寄生电容Cgd、Cgs和Cds，其中米勒电容Cgd一般较小，可以忽略，对开关管输出电容影响较大的是Cds，其大小与漏源极电压有关。二极管的结电容等效为电容Cd。由于Boost电感远大于电路中的寄生电感，因此寄生电感可以忽略不计。Boost电感中的磁损和铜损等效为寄生电阻Rs。

DCM模式下，考虑寄生参数的电感电流一般分为3个阶段：Ton、Toff和Td，其波形如图4所示。与理想情况相比其主要区别是电感电流进入Td谐振阶段，开关管关断，二极管反向截止，Boost电感与寄生电容发生高频谐振，从而引起电感电流畸变。因此本文将通过仿真实验来探讨具体的寄生参数取值对于电感电流畸变的影响。

图4 考虑寄生参数时DCM下电感电流波形Fig.4 Inductor current waveform in DCM considering parasitic parameter

2 交错并联DCM无桥Boost PFC变换器工作原理

交错并联技术在传统Boost PFC电路中已经得到广泛应用，本文主要介绍交错并联技术在无桥Boost PFC变换器中的应用。

图5为交错并联无桥Boost PFC变换器的主电路，它由两路无桥Boost PFC电路并联而得。在一个开关周期内，开关管Q1、Q2与Q3、Q4交替导通且相差半个开关周期。

图5 交错并联无桥Boost PFC变换器主电路Fig.5 Main circuit of interleave bridgeless Boost PFC

图6 为一个开关周期内驱动信号与电感电流波形。据此可将一个开关周期内变换器的工作模式分为如下6个模态。

图6 交错并联无桥Boost PFC电感电流波形Fig.6 Inductor current waveform of interleave bridgeless Boost PFC in DCM

模态 1[t0-t1]：Q1导通，Q3关断。 L1的电流线性上升；L2中的能量通过二极管放电。

模态2[t1-t2]：Q1导通，Q3关断。L1的电流继续线性上升；L2的电流下降为0。此时输出电容为负载供能。

模态 3[t2-t3]：Q1、Q3均关断。L1的电流线性下降；L2的电流仍为0。L1的能量通过二极管放电。

模态4[t3-t4]：Q1关断，Q3导通。L1的电流线性下降；L2的电流线性上升。负载由L1供能。

模态5[t4-t5]：Q1关断，Q3导通。L1的电流下降为0，L2的电流继续线性上升。输出电容为负载供能。

模态 6[t5-t6]：Q1、Q3均关断。L1的电流为0；L2的电流线性下降。

3 实验验证

3.1 单路DCM仿真结果

根据第1.2节分析，本文采用Saber仿真软件对单路DCM无桥Boost PFC进行仿真实验。设定Boost电路参数：输入电压220 Vac，输出电压400 Vdc，工作频率 45 kHz，电感 50 μH。由于 Td阶段的谐振为结电容Cd与输出电容Coss的等效电容与Boost电感的谐振，为了方便，这里固定输出电容Coss容值，通过改变结电容Cd和寄生电阻Rs的大小，来探究其对电流畸变的影响。当不考虑寄生参数时，仿真电路THD=15.43%。

不同寄生参数时ΔTHD比较结果如表1所示。由表可见，当固定Coss=400 pF，Rs=1 Ω时，结电容Cd的变化的确对电感侧电流的畸变存在一定的影响，且该电容越大，电流畸变越大。这是由于寄生电容越大，谐振时寄生在LC中的能量就越大，这使得高频谐振电流增大从而导致电感侧谐波畸变变大。由表可见，当固定Coss=400 pF，Cd=100 pF时，寄生电阻Rs越大，电流畸变越小。这是由于Td谐振阶段，Rs对谐振能量具有一定的抑制作用，且Rs越大抑制作用越强，因此电流畸变越小。

表1 不同寄生参数下ΔTHD比较Tab.1 Comparison of ΔTHD under different parasitic parameters

3.2 单路DCM实验验证

根据以上分析结果，本文搭建了1台单路500 W和1台两路交错1 kW的原理样机。

图7为满载情况下输入电压为90 V和220 V时的输入电压Uin、输入电流Iin、电感电流iL、输出电压Uo的实验波形。由电感电流iL波形可以判断，在全电压输入范围内，电路均工作在电感电流断续模式。由输入电压及输入电流波形的比较可以看出，其相位基本保持一致，且输入电压越低，输入电流越接近正弦，PF越高，这也与之前的理论分析一致。

图7 满载时不同输入电压下Uin、Iin、iL、Uo波形Fig.7 Waveforms of Uin,Iin,iLand Uoat full load under different input voltages

表2为不同输入电压下满载时的PF曲线与效率值。由表中可以看出，在输入电压较低时，其PF值接近于1，随着输入电压的增大，其PF逐渐减小，这与理论分析的结果一致。由各点效率可以看出，变换器的效率始终保持在95%以上，在输入260 V时，其效率接近98%，这也验证了无桥PFC变换器高效率的优点。

表2 不同输入电压下PF与效率值Tab.2 PF and efficiency under different input voltages

3.3 两路交错并联DCM实验验证

图8为满载情况下输入电压分别为90 V、220 V时的输入电压Uin、输入电流Iin、电感L1电流iL波形。由输入电压及输入电流波形的比较可以看出，其相位基本保持一致，且输入电压越低，输入电流越接近正弦，PF越高。

图8 满载时不同输入电压下Uin、Iin、iL波形Fig.8 Waveforms of Uin，Iinand iLat full load under different input voltages

表3为半载和满载情况下，输入电压分别为90 V和220 V时的PF和效率。由表和图8波形可以看出，两路交错并联无桥PFC在实现功率量级提升的同时，仍然可以保证较高的PF和效率。

表3 满载情况下，输入电压分别为90 V和220 V时的PF和效率Tab.3 PF and efficiency at full load with input voltages of 90 V and 220 V

4 结语

无桥Boost PFC变换器相较于传统的PFC变换器，具有更高的效率。本文针对电流断续模式下的无桥Boost PFC，分析了其工作原理，探讨了在实际工作中寄生参数对电流畸变的影响。同时，为了满足大功率的需求，本文将交错并联技术应用在无桥Boost PFC变换器中，在提高功率量级的同时，保证变换器的高效率和高PF。在理论分析的基础上，本文分别完成单路500 W和两路交错1 kW的样机实验，实验结果验证了其高效率的优点。

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Research of Bridgeless Boost PFC in DCM Mode

GAO Weijun,CHEN Qianhong
（Jiangsu Key-Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion（College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics）,Nanjing 210016,China）

The bridgeless Boost PFC converter greatly improves the efficiency by omitting the rectifier bridge,when compared with the traditional Boost PFC converter.First,this paper mainly talk about the working principle of the bridgeless Boost PFC in discontinuous current mode,deduce the expression of PF under ideal state and discuss the influence of parasitic parameters on the current distortion of the inductance.Then,considering that discontinuous current mode（DCM） boost PFC is only applicable to small and medium-sized power,this paper introduces the interleaving technology to enhance the power level of the circuit.Finally,one 500 W single and one 1 kW interleaved prototype converter is implemented in the laboratory.The results verify the correctness of the theoretical analysis.

power factor correction;bridgeless boost converter;discontinuous current mode（DCM）;interleaving technique