一种空间用双向直流斩波电路拓扑

霍群海，吴理心，尹靖元，贾东强

（1.中国科学院电工研究所，北京 100190；2.国网北京电科院，北京 100075）

0 引言

随着空间技术的不断发展，航天器电源系统的功率需求越来越大［1］。航天器的发射成本一直非常昂贵，现有电源系统的质量在航天器总质量中占有较大比重。由于减小航天器的质量可以减少发射成本［2］，且较小的电源系统质量对减少卫星发射成本起着关键的作用，因此开展提高航天器电源系统充放电变换器功率密度的研究具有较高的实用价值［3-4］。已有文献［5-6］及研究结果表明，双向变换器比单向变换器在体积、功率密度、重量等方面更有优势［7-9］，因此开展双向直流变换器的研究很有意义。

选择合适的高功率密度拓扑时需考虑所选的拓扑电路要尽量简单且稳定可靠［10］。传统Boost电路由于工作电流不连续、存在不稳定工作点，故不能直接应用于空间电源系统。目前多种新型拓扑成为航天电源的研究热点，其中已经在航天应用的拓扑主要有：Weinberg 放电拓扑［11-14］、Super Boost电路拓扑、双向耦合 Boost［14］电路拓扑。Super Boost电路拓扑的缺点是系统非线性、传递函数为2阶；双向耦合Boost电路拓扑对控制电路要求较高，需要隔离驱动。3种拓扑中，非隔离型Weinberg拓扑的额定效率最高。

自提出Weinberg拓扑以来，隔离型Weinberg拓扑和非隔离型 Weinberg 拓扑一直是研究热点［6，11-14］，两者各有优缺点。近年来随着空间电源的功率需求迅速增大，无源器件的体积和重量成为制约空间电源发展的一个重要因素。为了克服现有拓扑的不足，基于已在空间电源系统中应用的Weinberg拓扑做进一步改进，本文提出一种空间用非隔离型双向直流斩波电路拓扑。提出的拓扑具有拓扑结构简洁、一个拓扑能够实现充电和放电2种功能、能量可以双向流动等特点。并进行了工作原理和增益分析、仿真研究和实验验证。

1 拓扑结构

本文基于常规Weinberg放电拓扑，对其进行改进，增加降压电路的开关管和续流二极管，使其具备能量双向流动功能。提出的双向斩波电路拓扑如图1所示，其有2种工作模式：Boost工作模式和Buck工作模式。从图1的拓扑中可以看出，升压部分为常规Weinberg 拓扑［6，8-13］，降压部分为 Buck 电路。两者结合能实现能量双向流动功能，2种功能集合在一种拓扑中，可以实现体积更小、功率密度更高。

图1 双向斩波电路拓扑Fig.1 Bidirectional chopper circuit topology

1.1 Boost工作模式

当航天器工作在地球遮挡阴影区时，储能电池通过直流斩波电路放电，斩波电路工作在Boost升压模式，实现储能电池对负载供电。通过开关VT1和VT2的交替导通关断控制实现储能电池系统向直流母线输送功率，此时开关VT3不工作。

1.2 Buck工作模式

当航天器工作在阳光区时，通过提出的直流斩波电路对储能电池充电，斩波电路工作在Buck降压模式，实现太阳能电池阵对储能电池系统充电。通过控制开关VT3导通和关断向储能电池系统输送功率，此时开关VT1和VT2不工作。

2 工作原理

本文提出的双向直流斩波电路的升压工作原理过程分析如图2（a）和2（b）所示。电子开关VT1和电子开关VT2在一个开关周期内有2次开通和关断过程，相当于增加了PWM一倍开关频率，在不增加开关损耗的情况下增加了变换器的带宽，可以减小磁芯元件和滤波器元件的尺寸。分析升压工作过程时，首先假定电子开关VT1导通，储能电池系统经L1、T1和VT1向储能电感L充电，同时储能电池系统经L1、T2和二极管VD2向负载放电，能量流向如图2（a）中箭头所示。然后电子开关VT1关断，VT2等待导通，此时存在2个电子开关均不导通的死区时间，储能电池系统和储能电感L经二极管VD3共同向负载放电，能量流向如图2（b）中箭头所示。其次电子开关VT2导通，左侧储能电池系统经L1、T2和VT2向储能电感L充电，同时储能电池系统经L1、T1和二极管VD1向右侧负载放电。最后电子开关VT2关断，VT1等待导通，此时存在2个电子开关均不导通的死区时间，电源系统和储能电感L共同向负载放电。下一步电子开关VT1继续导通，循环升压放电工作过程。

双向直流斩波电路的降压工作过程如图2（c）和2（d）所示。电子开关VT3导通时，右侧太阳能电池阵和储能电感L共同向储能电池充电，能量流向如图2（c）中箭头所示；电子开关VT3关断时，储能电感L通过二极管VD4续流继续向储能电池充电，能量流向如图2（d）中箭头所示，然后电子开关VT3导通，循环以上过程。

图2 Boost和Buck模式工作过程Fig.2 Work process in Boost and Buck modes

3 计算电压增益

3.1 升压电路电压增益

本文提出的拓扑在升压过程和降压过程中电流流经不同的回路，使得升降压过程电压增益不同，需要分别对其进行计算。首先计算升压过程电压增益，定义电容C1电压为输入电压Uin1、电容C2电压为输出电压Uout1、变压器变比T1:T2为1:n、耦合电感L1和L2线圈匝数分别为NL1和NL2。VT1导通时，连接点2电位U2和输出电压Uout1的关系为：

计算可得：

电感L1两端电压UL1为：

其中，Lon为此时电路主电感，即：

其中，AL为耦合电感感应系数。得到VT1导通状态下电感L1的电流变化率为：

定义流入电容C2的电流为输出电流iout1，电感L1电流iL1和输出电流iout1之间的关系为：

得到输出电流iout1的电流变化率为：

当VT1和VT2完全关断时，耦合电感L1和L2全部接入主回路中，二极管VD3正向偏置导通，此时关断电感Loff为：

由于VD1和VD2电压反向偏置，所以电流不经变压器原副边续流，而是经L1、L2和VD3流入输出电容C2，由于作用在电感 L1和L2两端的电压为 Uin1和Uout1之差，得到此时输出电流iout1的电流变化率为：

为了保证输出电流连续，式（7）中电流的上升量等于式（9）中电流的下降量，定义变换器占空比为D1，开关周期为TS，即开关周期内电流上升时间为D1TS，下降时间为（1-D1）TS，由此通过式（7）和（9）得到：

计算可得：

当变压器变比为1，且耦合电感匝数相同时，式（11）可以化简为：

即输出电压介于1倍输入电压和2倍输入电压之间。

3.2 降压电路电压增益

定义电容C1电压为输出电压Uout2、电容C2电压为输入电压Uin2、电感L1电流为输出电流iout2。图2（c）所示的降压过程和图2（b）所示的升压过程相似，当VT3导通时，通过式（9）可以得到此时输出电流变化率为：

当VT3关断时，电流经VD4进行续流，输出电压Uout2作用在电感L1和L2上，为了保持电感恒定的磁通量，得到此时输出电流iout2变化率为：

定义VT3导通占空比为D2，为了保证输出电流连续，得到：

计算可得：

当耦合电感匝数相同时，降压电路电压增益为：

4 控制策略分析

双向直流斩波电路通常采用电压外环电流内环的双环控制策略。双向直流斩波电路的升压控制过程如下：通过采样电路采集升压电路上电流信号作为控制电流内环，采样电容C2输出电压信号作为控制电压外环，通过比例积分控制，实现升压电路稳定电压输出。

双向直流斩波电路的降压控制过程如下：通过采样电路采集降压电路上电流信号作为控制电流内环，采样电容C1输出电压信号作为控制电压外环，通过比例积分控制，实现降压电路稳定电压输出。需要说明的是，双向直流斩波电路是分时工作的。在阳光区时，只执行充电降压工作；在阴影区时，只执行放电升压工作。

5 仿真分析

为验证所提拓扑的可行性，在Psim仿真软件上搭建了升压和降压仿真模型。仿真系统参数如下：储能电感L为0.144 mH，变压器漏感为0.393 mH，电容 C1为 47 μF，电容 C2为 47 μF，开关频率为 50 kHz，直流母线电压期望值为100 V，储能侧电压期望值为58 V。

升压过程的仿真波形如图3所示。输出侧电容起始电压为0，从仿真波形中可以看出，通过很短时间的升压控制调整后，放电系统负载侧电压稳定在100 V运行，实现了储能系统对负载的放电，表明提出的拓扑及控制方法有效可行。

图3 升压过程的仿真波形Fig.3 Simulative waveforms during Boost process

降压过程的仿真波形如图4所示。从仿真波形中可以看出，通过很短时间的控制调整后，储能侧电压稳定运行，实现了光伏系统对储能系统的充电，表明提出的拓扑及控制方法有效可行。

图4 降压过程的仿真波形Fig.4 Simulative waveforms during Buck process

6 实验验证

由于所提拓扑为分时工作，且升压部分在相关文献中已进行实验验证，因此笔者在实验室仅搭建了1 kW降压模式的实物物理平台。实验平台系统相关参数如下：储能电感L为0.144 mH，变压器漏感为 0.393 mH，电容 C1为 47 μF，电容 C2为 47μF，开关管MOSFET型号为IRFP4668，驱动器型号为IR2110，开关频率为 50 kHz，输入电压为 100 V，输出电压期望值为58V。为便于容量功率的扩充，采用模块化结构设计，便于多个模块并联。本文采用的1 kW功率模块结构主要包括：输入输出电容、驱动电路、MOSFET、变压器、储能电感等。

实验的目的主要是验证斩波电路的响应特性。输入侧采用充电机电源旋转升压至拓扑额定输入电压100 V，通过测量输出侧电压，验证所提拓扑的动态特性和稳态特性。得到的实验波形如图5和图6所示。从图5中可以看出，提出的双向直流斩波电路输出等比例地跟踪输入电压波动，响应迅速，且跟随特性较好。从图6中可以看出，输入稳定在100 V时，输出稳定在58 V，输出电压稳定且纹波较小，证明提出的拓扑结构及其控制策略正确可行。

图5 启动波形Fig.5 Start-up experimental waveform

图6 稳态波形Fig.6 Steady-state experimental waveform

7 结论

本文基于非隔离型Weinberg电路提出一种空间用双向直流斩波电路拓扑，对其升压和降压工作模式进行了分析，对升压和降压模式增益进行了理论计算，基于计算机仿真软件搭建了仿真模型，并在实验室搭建了物理实物模型进行仿真和实验验证，仿真和实验结果验证了提出的拓扑正确可行。

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