一种新型非隔离型高增益DC-DC变换器

邾玢鑫， 任路路， 吴袭

(三峡大学 湖北省微电网工程技术研究中心，湖北 宜昌 443002)

一种新型非隔离型高增益DC-DC变换器

邾玢鑫， 任路路， 吴袭

(三峡大学 湖北省微电网工程技术研究中心，湖北 宜昌 443002)

在不间断电源、新能源发电等应用场合中，高增益DC/DC变换器得到了广泛应用。基于两相传统交错并联Boost变换器，提出了一种新型非隔离型高增益DC/DC变换器。所提变换器具有低输入电流纹波、两相电感电流自动均流、开关和二极管电压应力低、升压能力高等特点，适用于输入输出电压比大且无需电气隔离的应用场合。本文首先对所提电路的工作原理进行了具体分析，然后理论推导其主要性能特点，最后通过一台功率为400W的实验样机验证了前述分析的正确性。

非隔离型；高增益；DC-DC变换；电压应力

0 引 言

随着能源危机、温室效应、大气污染等全球性问题的加剧，新型可再生、环保型能源近年来得到了快速的发展。由于光伏发电本身所具有的无污染、可再生、可靠性高等特点，近年来受到了较多的应用和研究。统计数据表明光伏发电在本世纪中叶将可能成为全球最主要的发电模式[1-3]。

光伏发电电池模块的内部通常是由多个小电池串并联组成，考虑到同一个光伏电池模块若光照不均会导致局部热点及总体发电效率不高的问题，其内部通常不能串并联过多的小电池，因而其输出端电压通常在20～40 V之间[4-5]。目前较常见的分布式光伏发电系统通常为每一个光伏电池模块均配备了一个微并网逆变器，如图1所示[6-7]。

图1 光伏微逆变并网系统Fig.1 Grid-connected micro-inverter PV power system

微并网逆变器包含DC-DC升压和DC-AC逆变两个部分，其中DC-AC逆变模块负责将电能传送到电网中，而前级DC-DC模块一方面需要实现最大功率跟踪另一方面需要将光伏电池的输入电压提升到逆变器可用的电压等级。由于逆变器所需输入电压较高，通常在380 V以上。逆变器输入与光伏电池输出之间电压相差了数十倍以上，此时传统的boost变换器已经难以胜任[8-10]。

隔离型变换器可以通过调节变压器变比实现电压幅值相差较大的变换，但相比于非隔离型变换器有电能转换次数多、工作效率低、功率密度低以及成本高等缺点，因此除去对安全性有特殊要求的应用场合，非隔离型变换器更受欢迎[11-12]。近年来该类型升压变换器也受到了较多的关注和研究。

目前众多文献研究了多种非隔离型高增益解决方案[13-23]。其中文献[13]采用多个boost变换器级联来实现输入输出的高增益变换，但变换器级联使用一方面电能转换效率较低，另一方面级联工作还存在稳定性问题。文献[14-16]提出了多种借助耦合电感实现的高增益升压变换拓扑电路，但漏感的存在使得这些方案通常伴随着复杂的无源或有源辅助电路。文献[17-18]利用所构建的开关电容网络，通过开关的切换工作实现电源对电容的并联充电和电容对负载的串联放电，从而实现了输入输出的高增益变换，但应采用的开关数量多，存在成本高、驱动及控制电路复杂等问题。文献[19-20]通过电容、二极管构建了一种高增益升压单元，该方案具有开关管数量少增益比可调的优点，但存在各个增益单元中电容电流应力不一致的问题。

本文在两相交错并联boost变换器的基础之上提出了一种新型非隔离型高增益DC-DC变换器，该变换器具有增益比高以及电压应力低的特点，且两路电感的电流直接受开关占空比控制，当开关管S1和S2的占空比相同时，变换器无需添加额外的检测和反馈控制电路即可实现自动均流。文章在第一节分析了该变换器的工作原理，在第二节中讨论了其性能特点，最后在第三节中给出了相应的实验样机的检测结果。

1 工作原理

本文中所提变换器拓扑如图2所示，包含两个电感，两个开关管，四个二极管及四个电容。其中电容C3、C4以串联形式连接，共同作为输出滤波电容为负载供电。为方便后续的理论分析做以下假设：1)电路中的开关器件为理想器件；2)忽略电容C1、C2、C3、C4上的纹波，认为其电压保持不变；3)电感L1、L2的电流工作于连续导通模式；4)设定开关S1、S2的驱动信号相位相差180°，占空比相等且均工作于大于0.5的模式下。

图2 一种交错并联非隔离型高增益DC-DC变换器Fig.2 A interleaved non-isolated high step-up DC/DC converter

图3所示为一个开关周期TS内，占空比D=0.7时变换器的主要工作波形。图4所示为各个工作模态下的等效电路，电路具体工作过程如下所述。(建议在图3中将S1,S2的开关时序以便于识别的方式作出。)

对第三层级的研究对象进行建模后，参考埃森曼的探讨习惯和伊塔罗·格伯利尼的建筑“构成符号”分类[1]41，将对象的建筑符号分为平面符号、连接符号、围护符号、相互交流符号和屋顶符号等5个部分进行图解分析。且因为 “能指”与“所指”的任意性，为了更贴近集中含义3），在对应语义三角关系前已经对研究对象的设计语境（其内容包括设计师言论、地方文化、地理气候等）进行了资料收集。

①工作模态1[图4(a)][t0-t1，t2-t3]：该工作模态下，电路中两个开关均处于导通状态，所有二极管均处于关断状态，输入电源通过开关S1、S2分别向电感L1、L2充电，电感电流iL1、iL2在该模态下均保持线性上升，由于所有二极管均关断，电容C1、C2上没有电流，电容C1、C2两端电压uc1、uc2在该模态下不发生改变，电容C3和C4此时单独向负载供电，变换器整体输出电压uo下降。该模态一直持续到开关S2关断信号的到来，即t1时刻此工作模态结束。

②工作模态2[图4(b)][t1-t2]：在t1时刻S2关断信号到来，S2关断，开关S1继续保持开通状态，电感L1的电流iL1在该模态下继续保持线性上升，电感L2的电流一部分通过二极管D4流入电容C2，同时另一部分通过二极管D2、电容C1、开关S1流入电容C3，该过程中电感L2、电容C1均处于放电状态，电容C2、C3均处于充电状态，在该状态下二极管D1、D3保持关断状态，因此电容电压uc2、uc3上升，uc1、uc4下降，变换器整体输出电压上升。开关S2触发信号在t2时刻到来，此工作模态结束。

③工作模态3[图4(c)][t3-t4]：在t1时刻S1关断信号到来，S1关断，开关S2继续保持开通状态，电感L2的电流iL2在该模态下继续保持线性上升，电感L1的电流一部分通过二极管D1、开关S2流入电容C1，同时另一部分通过二极管D3、电容C2、开关S2流入电容C4，该过程中电感L1、电容C2均处于放电状态，电容C1、C4均处于充电状态，在该状态下二极管D2、D4保持关断状态，因此电容电压uc1、uc4上升，uc2、uc3下降，变换器整体输出电压上升。开关S1触发信号t4时刻到来，进入工作模态1，变换器开始重复下一个开关周期的工作。

图3 一个开关周期Ts内的主要波形Fig.3 Key waveformsproposed converter

图4 不同工作模态下的等效电路Fig.4 Equivalent circuit of different working states

2 性能分析

2.1 电压增益M

根据电感L1的伏秒平衡可得：

uinD=(uc1-uin)(1-D)，

(1)

uinD=(uc4-uc2-uin)(1-D)。

(2)

根据电感L2的伏秒平衡可得：

uinD=(uc2-uin)(1-D)，

(3)

uinD=(uc3-uc1-uin)(1-D)。

(4)

(5)

(6)

(7)

因此电压增益M为

(8)

2.2 开关器件电压应力分析

通过在第一节中变换器主要工作模态的分析可知，所提变换器开关S1、S2所承受的电压应力记做uvpS1和uvpS2，分别为：

(9)

(10)

二极管D1、D2、D3的电压应力uvpD1、uvpD2、uvpD3为

(11)

二极管D4的电压应力uvpD4为

(12)

传统boost变换器的开关和二极管电压应力均为输出电压uo，显然所提电路中开关S1、S2的电压应力仅为boost变换器的1/4，二极管D4的电压应力得到了同样幅度的降低，二极管D1、D2、D3的电压应力为boost变换器的1/2，也得到了有效的降低。因此所提变换器在开关器件选择时具有更大的空间，可以降低系统的成本，提高整体工作效率。

2.3 开关器件的电流应力分析

为简化分析过程，考虑到电感L1、L2的电流均工作于连续导通模式，因而忽略iL1、iL2的纹波，用其平均值代替，分别记为IL1和IL2。类似地设定输入电流的平均值为Iin。变换器稳态工作时，电容C1、C2、C3、C4均需满足安秒平衡，因此可以得到

IL1(1-D)Ts=IL2(1-D)Ts。

(13)

即

(14)

显然，在开关占空比相等的条件下，流过电感L1、L2的电流大小相等，相比于传统boost变换器，所提电路无需添加其它辅助电路或控制策略来实现均流，不仅简化了变换器系统设计实现难度，同时也降低了成本。

记Is1和Is2分别为开关S1、S2的电流平均值，同理记ID1、ID2、ID3、ID4分别为二极管D1、D2、D3、D4的电流平均值。在一个开关周期内，开关S1有电流流过的模态有模态1和模态2，根据第一节中稳态分析的结果可知，模态1中流过S1的电流即为电感电流IL1，持续的时间为(2D-1)Ts；模态2中由于开关S2关断，电感L2的电流将流经两条支路，一条经过电容C1、二极管D1以及开关S1回到电源负极，另一条经过电容C2、二极管D4回到电源负极，由电容C1和C2的安秒平衡可知，流过这两条支路的电流平均值相等，因此在模态2中流过S1的电流为电感电流IL1与电感电流IL2的一半之和，持续的时间为(1-D)Ts，开关S2的分析过程与上述过程类似，区别在于当开关S1关断时电感L1的电流将全部通过开关S2开关回到电源负极，因此可得，开关S1、S2的电流平均值Is1和Is2为：

(15)

(16)

由电容的安秒平衡可知变换器稳态工作时流过其上的电流平均值为零，可得：

ID1=ID2=ID3=ID4。

(17)

又由于

(18)

(19)

可得到

(20)

3 实验研究

为验证理论分析的有效性和正确性，设计制作了一台额定功率为400W的实验样机，样机的具体参数如表1所示。

表1 实验样机参数Table 1 Component list for the experimental prototype

通过上述样机的测试得到了如图5所示的主要实验波形。

图5 实验波形Fig.5 Experimental waveforms

从图5(a)可以看出，开关管S1、S2的占空比D1、D2均设为D=0.7，输入电压和输出电压分别为30 V和400 V，因此可以看出实验样机的实际升压比和第二节中的分析结果基本一致。从图5(b)可以看出，流过电感L1、L2的电流平均值均约为7 A，由于两者之间的相位相差了180°，因此可以明显看到输出电流的纹波得到了较好的改善。从图5(c)可以看出，流过开关S2的电流略大于流过开关S1的电流与式(15)、式(16)的分析结果一致，其中开关S1的电流在中间出现先上升和下降的原因在于模态2中，开关S2关断，电感L2的电流将流经两条支路，一条经过电容C1、二极管D1以及开关S1回到电源负极，另一条经过电容C2、二极管D4回到电源负极，虽然由电容C1和C2的安秒平衡可知流过这两条支路的电流平均值相等，但同时流过这两个支路中的电流瞬时值会受电路寄生参数的影响而无法保持一致，因此出现了图5(c)中的现象。从图中也可以看出两个开关管的电压应力均在100 V附近，与式(9)、式(10)的分析结果一致。类似地，二极管电压应力的结果也可以从图5(d)中获得。从图5(e)可以看出，电容C1、C2上的电压均约为100 V，电容C3、C4上的电压均约为200 V，与式(5)、式(6)的结果相同。

图6为样机实测效率曲线，所检测的功率点为输入电压保持在30 V，输出电压保持在400 V的条件下改变负载电阻所得，最大效率接近94%，额定功率输出时效率约为92.5%。

图6 效率曲线Fig.6 Efficiency curve with different loads

4 结 论

本文所提变换器相比于传统boost变换器具有其4倍的升压变换能力，理论分析和实验样机的测试结果显示所提电路具有以下特点：①两相输入电流可以自动实现平均分配，不需要其它辅助均流方案；②开关管和二极管的电压应力均得到了大幅度降低，其中开关管仅为boost变换器的1/4；③不采用变压器和耦合电感的情况下，实现了高增益，避免了极限占空比的出现。综上所述，所提变换器适用于无需电气隔离的高增益变换场合，如光伏发电、燃料电池发电等新能源中。

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(编辑：贾志超)

Non-isolated high step-up DC-DC converter

ZHU Bin-xin， REN Lu-lu， WU Xi

(Hubei Micro-grid Engineering Technology Research Center,China Three Gorges University,Yichang 443002,China)

High step-up DC/DC converters are widely used in uninterruptible power system, new energy power generation and other industrial applications.Based on two-phase traditional interleaved boost converter, a non-isolated high step-up DC/DC converter is proposed, which has advantages of lower input current ripple, automatic current sharing, lower voltage stress of switch devices, and larger input and output gain ratio.It is suitable for the applications as input and output gain ratio is very high and no electrical isolation is required.Firstly, the operating principles were discussed in detail, and then the main performance characteristics of the converter were deduced.Finally, experimental results from a 400 W prototype were given to validate the correctness of theoretical analysis.

non-isolated; high step-up; DC-DC power conversion; voltage stress

2015-09-13

国家自然科学基金(51607104)；湖北省教育厅优秀中青年科技创新团队项目(T201504)

邾玢鑫(1986—),男，博士，副教授，研究方向为新能源电力变换、多端口DC/DC变换器拓扑及控制； 任路路(1989—),女，硕士研究生，研究方向为高增益DC/DC变换器拓扑电路及控制； 吴 袭(1991—),男，硕士研究生，研究方向为双向功率变换器、高效率DC/DC变换器。

邾玢鑫

10.15938/j.emc.2017.04.004

TM 46

A

1007-449X(2017)04-0025-06