超低温漂带隙基准电压源设计

陆 锋，葛兴杰

（1.江南大学物联网工程学院，江苏 无锡 214122；2.中国电子科技集团公司第58研究所，江苏 无锡 214072）

超低温漂带隙基准电压源设计

陆 锋1,2，葛兴杰1

（1.江南大学物联网工程学院，江苏 无锡 214122；2.中国电子科技集团公司第58研究所，江苏 无锡 214072）

在对传统带隙基准电压源进行理论分析的基础上，结合当前 IC 设计中对基准电压源低温漂、高电源抑制比的要求，设计了一种超低温漂的带隙基准电压源电路。该电路带有启动电路和高阶温度补偿电路。仿真结果表明，在-55～125 ℃的温度范围内获得了 1.65×10-6/℃的温漂系数，低频时的电源抑制比达到-62 dB。

高阶温度补偿；低温漂系数；高电源抑制比

1 引言

基准电压源可分为电流模带隙基准电压源[1～2]和电压模带隙基准电压源。其中带隙基准电压源作为集成电路中的重要组成部分，其性能直接影响整个电路系统的速度、功耗和稳定性。因此，如何设计一个高电源抑制比、低温漂系数的高性能带隙基准电压源一直是模拟电路设计的关键问题之一。由于带隙基准能够实现高电源抑制比和低温漂系数，因此成为目前性能最佳、应用最广泛的电路设计[3]。

本文在分析传统带隙基准结构的基础上，针对其输出电压温漂系数过大的问题，设计了一种带有二阶温度补偿结构的带隙基准电压源电路。该电路增加一条由三极管和电阻组成的负反馈支路，直接对输出电压中随温度变化的高阶项进行补偿，有效降低了温漂工艺，从而进一步稳定了输出基准电压。

2 电路分析与设计

2.1 传统带隙基准电压源电路

带隙基准电压源设计原理是根据硅材料的带隙电压与电源电压无关的性质，通过将两个具有相反温度系数的电压进行线性结合即可得到零温度系数的基准电压[4]。研究发现2个双极三极管工作在不相等的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值是与绝对温度成正比的。另外，双极晶体管的基极-发射极电压或者说PN结二极管的正向电压具有负温度系数性质。所以利用上述两种电压，配以一定的比例即可得到与温度变化无关的电压基准。

图1传统带隙基准电压源

图1 所示为传统的带隙基准电压源电路，由运算放大器、电阻和三极管组成。三极管正向导通时，电流ID与发射极-基极电压VEB之间的关系可以近似为：

VEB=VTln(ID/IS) （1）

式中，VT是热电压，VT=Kt/q，q 为电子电荷量(q= 1.6×10-19C)，k 为波尔兹曼常数 (k=1.38×10-23J/K)；IS为反向饱和电流，IS∝ukTni2，其中，u 为少数载流子的迁移率，T 为热力学温度，ni为硅的本征载流子浓度。图1 中运算放大器的反馈环路强制使X点与Y点的电压相等，电阻 R3上的电压等于 Q1和 Q2的发射极-基极电压差(ΔVBE)，可以得到输出的带隙基准电压为：

式（2）中，ΔVBE具有正温度系数，通过调节 R1和R3的阻值大小，可以得到近似零温度系数的基准电压[5]。

式（2）中的VT=Kt/q，是温度T的一阶线性函数，当温度变化范围不大时，合理分配电阻的值，能得到较好的控制温漂系数，但当温度变化范围比较大时，VBE中的高阶项没有得到补偿，导致输出基准电压的曲线非线性变化越来越明显，所以温度变化范围较大时的仿真结果并不是特别理想，尤其是在一些对带隙基准要求较高的电路中，传统的带隙基准电压源电路并不能很好地适应[6]。

2.2 改进型带隙基准电压源电路

为了补偿VBE的高阶项系数，重点改善基准电压的温漂系数，设计一种新型的带隙基准电压源电路，核心电路如图2所示。

图2 改进型带隙基准电压源电路

改进型电路中，M1～M6组成共源共栅结构电流镜，负责给各级电路提供偏置电流，M 7～M 11 构成二级运算放大器，合理设置各 MOS 管的宽长比，使运算放大器工作在深度负反馈区。

当不加反馈支路时的输出带隙基准电压为：

式（3）中，VBE是负温度系数电压，且随着温度的变化，其温度曲线呈高阶非线性，而VT随温度的变化呈线性，直接耦合的结果在宽温度范围波动时，VT的补偿作用已不能改善曲线。

增加一条由 Q3和 R5组成的负反馈支路，三极管Q3基极连接在电阻 R3和 R4之间，电阻 R3和 R4选择合适的比例，控制 Q3的基极电压；当温度升高时，Q3的集电极电流 IC3增大，发射极电流 IE3必然随之增大，因而发射极电阻 R5上的电压（即发射极电位）随之增大；因为基极电压 UBQ受 Q2负温度系数的影响而减小，而 UBE3=UB3-UE3，所以 UBE3势必减小，导致基极电流IB减小，IC随之相应减小。结果，IC随温度升高而增大的部分几乎被 IB减小的部分相抵消，IC几乎不变。增加密勒电容 C1，改善电路的频率特性，进一步稳定输出的基准电压VREF。完整电路如图3 所示。

增加了启动电路（图3 中的 start部分），启动时，M 11 管的栅极接地，直接导通，因此B点的电位升高，导致 M 15 管和 M 16 管导通，电路开始正常工作。这时M 12 的栅极电位被拉低至低电平，M 12 导通，从而 A点电位上升，M 13 和 M 14 管导通；由于 M 13 和 M 11的分压作用，B 点的电位慢慢下降，合理设置两个管子的宽长比，控制 B点稳定时的电压小于 M 15的开启电压，因此 M 15 将关断，启动电路自动关闭，核心电路正常工作。

图3 改进型带隙基准电压源结构图

3 电路仿真与结果

设定基准源仿真条件为：温度范围-55～125℃；电源电压范围0～5V。采用上华公司的ST3000工艺库进行仿真。

图4 未加补偿前的温漂系数

图5 增加补偿电路后的温漂系数

综合图4与图5的对比可以看出，未加补偿电路前，带隙基准电压总体来说随着温度的变化波动范围不大，但在-55～25 ℃之间波动较明显。加补偿电路后的输出基准电压曲线明显得到改善，整个电路的温漂系数为：

当输入电压在0～5V范围内变化时，输出端的带隙基准电压变化情况如图6所示。

图6 的曲线表明，当电源电压稳定在 1.9V以上时，输出的带隙基准电压稳定在 1.24V左右，电路可工作电压范围比较宽，适合范围广泛。

图7 基准电压PSRR

图7 为改进后电路的电源抑制比仿真结果图，可以看出在1kHz时，PSRR 约为-62dB左右，具有很好的电源波动抑制能力。

本文设计的带隙基准电压源与其他文献的参数比较如表1所示。

表1 本文与其他文献的参数比较

图6 基准电压随电源电压变化情况

4 结论

CMOS带隙基准电压源由于其自身的综合优势，在集成电路中的应用极其广泛，能满足不同环境的要求，而且可以保持相对较低的温漂系数和稳定的输出电压。因此，对于更高精度、更低温度系数的CMOS 带隙基准电压源的研究是非常有意义的。

本文在概述传统带隙基准电压源设计的同时，设计了一种着重于改变CMOS带隙基准电压源温漂系数的改进电路。从仿真结果来看，该电路的温漂系数只有 1.65×10-6/℃，具有广泛的应用前景。

[1]孙金中，冯炳军.一种新型 CMOS 电流模带隙基准源的设计[J].固体电子学研究与进展，2010，30(4):554-558.

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Design of Ultralow Tem perature Drift Bandgap Reference Voltage Source

LU Feng1，2,GEXingjie1
（1.College of Internet of Things,Jiangnan University,Wuxi214122,China; 2.China Electronics Technology Group Corporation No.58 Research Institute,Wuxi214072,China）

Based on the oretical analysis of traditional bandgap voltage reference,together w ith the combination of the requirements of low temperature driftand high power supply rejection ratio,an ultralow temperature driftbandgap reference voltage source circuit is designed.The circuit consistsofAstarting circuit andAhigh order temperature compensation circuit.The simulation results show that in the temperature range of-55～125 ℃ ,the temperature drift coefficient is 1.65×10-6/℃,and the power supply rejection ratio at low frequency is-62 dB.

high-order temperature compensation;low temperature coefficient;PSRR

TN431

A

1681-1070 （2017） 03-0022-04

陆 锋（1963—），男，江 苏 无 锡人，硕士生导师，研究员级高级工程师，现从事集成电路设计与测试技术研究；

2016-11-1

葛兴杰（1989—），男，江苏泰州人，硕士研究生在读，主要研究方向为集成电路设计。