电子式互感器高频数据采集与传输方案

陈 勇，李 聪，刘升鹏

(1.云南电网有限责任公司电力科学研究院，昆明 650217；2.特变电工南京智能电气有限公司，南京 210000；3.江苏金智科技有限公司，南京 210000)

电子式互感器高频数据采集与传输方案

陈 勇1，李 聪2，刘升鹏3

(1.云南电网有限责任公司电力科学研究院，昆明 650217；2.特变电工南京智能电气有限公司，南京 210000；3.江苏金智科技有限公司，南京 210000)

针对当前电力系统电子式互感器采样率偏低，难以满足行波测距装置准确定位电力故障的问题，提出了电子式互感器高频信号采集与传输方案；电子式互感器内部为Rogowski线圈，电网电流信号被其微分作用转换为小电压信号并附加了90°超前相差，设计积分电路补偿该相差；设计采样率为2MSps的高频信号采集电路，FPGA通过LVDS接口读取采样数据，并进行幅值处理，最后利用大容量FIFO(先入先出单元)进行缓存；由于百兆网数据传输速率有限，利用FPGA设计吉比特光纤以太网传输特定格式报文，把电流数据传输至电力行波测距装置；解决了积分电路由于运放输入偏置电压带来的积分饱和问题，以及高速ADC输入量程小于输入信号幅值等技术难点；试验结果表明，高频信号采集及传输方案能够满足行波测距装置百米级别的测距精度要求，具有一定工程应用价值。

FPGA；积分电路；高频采样；吉比特以太网，电子式互感器；行波测距；Rogowski线圈

0 引言

电力系统中输电线路的准确故障测距可以减轻巡线负担，缩短故障修复时间，对于提高电力系统供电可靠性、减少停电损失,提高电力系统的运行和管理水平具有重要意义，因此行波测距装置得到了大量应用[1]。随着电力系统继电保护的发展、设备自动化程度的提高及光纤通信技术的普及应用，智能化变电站有逐渐取代常规变电站的趋势，而电子式互感器作为智能化变电站的重要组成因子，成为了研究与分析的热点[2]。基于Rogowski 线圈原理的电子式电流互感器制作工艺成熟、精度高、抗电磁饱和、频率响应特性好、适应环境能力强[3-4]，非常满足继电保护、行波测距装置对故障波形快速响应的需求。

根据暂态信号提取故障信息的行波测距装置所需要的频带宽度为MHz级，根据奈奎斯特采样定律，采样频率至少需要达到2 MSps。而现有电子式互感器的采样频率基本小于12.8 kHz[5]，不满足上述行波测距装置的需求。

文本介绍了一种用于行波测距的电子式互感器高频信号采集与传输方案，其采样频率达到2 MSps甚至更高，并通过吉比特光纤以太网传输高频采样数据给行波测距装置，故障测距精度达到百米级别，具备了在工程上应用的技术条件。

1 整体方案

高频信号采集与传输的整体方案包括信号采集部分和信号传输部分，如图1所示。

图1 整体方案

信号采集部分包括一次部分和二次部分。一次部分，电子式互感器的Rogowski 线圈通过微分作用把电网线路的大电流信号转换为小电压信号；二次部分包括信号处理电路和FPGA功能模块。其中，信号处理电路包括积分电路、比例电路及高采样率ADC(模数转换器)，FPGA功能模块包括ADC数据接口、比例放大模块和高频数据缓存模块。

信号传输部分，由FPGA实现的吉比特MAC模块从数据缓存模块中获取采样数据，组成特定格式的以太网数据帧，通过以太网PHY和光纤模块传输至行波测距装置。

2 信号采集部分

在信号采集的一次部分，电网线路的电流信号由Rogowski 线圈转换为小电压信号；二次部分，小电压信号经过积分电路、比例电路调制成幅值和相角满足要求的信号，然后输入ADC，而后由FPGA通过LVDS数据接口将采样数据接收并缓存。

2.1 Rogowski 线圈

Rogowski 线圈又称空心线圈，均匀环绕在圆形非铁磁性骨架上，一次电流导体沿圆环线圈轴线穿过，相比于传统电磁式互感器，不会出现磁饱和和磁滞等问题[6]。假设线圈截面积为S，单位长度匝数(线匝密度)为n，则线元长度内的线圈匝数为ndl。当线圈截面积S非常细小时，可认为截面上磁感应强度B处处相等，则dl长度线圈内的磁通为：

dΦ=nSBcosα·dl

(1)

整个线圈的磁链为：

Ψ=∮LdΦ=nS∮LBcosα·dl=μ0nSi

(2)

式中，μ0为真空中磁导率[7]，μ0= 4π×10-7H/m。当被测电流发生变化时，根据法拉第电磁感应定律，线圈输出端的感应电势为：

(3)

式中，M为线圈与载流导线之间的互感。

线圈的感应电势与被测电流成微分关系，因此后面需要通过积分电路将输出电压转变为被测电流i(t)的相角一致。假设电流为余弦函数，则进一步计算感应电势为：

(4)

其中:ω=2πf，f为电网线路电流的频率，基波分量频率为50 Hz，二次谐波为100 Hz，依此类推。

可以看出，基波分量、各次谐波经过Rogowski 线圈微分作用产生的电压信号的幅值增益与频率成正比，越高次的谐波幅值越被放大。但是由于越高次谐波的电流本身幅值越小，因此小电压信号不会过大。相反的，在后续的积分电路中，幅值增益与频率成反比，最终产生的效果是基波分量、各次谐波的幅值增益在微分及积分作用后基本一致。

在电网线路额定电流条件下，设计Rogowski 线圈的参数使感应电势，即输出的小电压信号的基波有效值为150 mV，相位超前电流波形90°。

2.2 信号处理电路

信号处理电路包括信号处理电路包括积分电路、比例电路及高采样率ADC。

2.2.1 积分电路

由于电网线路电流经过Rogowski 线圈变为小电压信号后基波分量和各次谐波分量的相位超前了90°，因此需要利用积分电路补偿该相位差。积分电路由集成运算放大器、电容及电阻组合实现，如图2所示。

图2 积分电路

图中，R4和C2完成积分功能，而由于运放一般存在输入偏置电压，积分电路的输出很快便会饱和，因此在电容两端并联R5，消耗电容的累积电荷。输入输出信号的传递函数为：

(5)

(6)

幅频特性为：

(7)

取R4=31.8 K，C2=0.1 μF，R5=12.5 M，基波幅值增益约为1，有效值仍为150 mV。

对于高次谐波，根据第一节所述，Rogowski 线圈微分作用使越高次的谐波幅值越被放大，而此处越高次的谐波幅值越被衰减，因此刚好抵消，整体的幅频特性会与基波基本一致。

相频特性为：

(8)

根据上述取值，基波相移为-89.854°，而高次谐波相移非常接近为-90°。相角误差在基波时最大，随着谐波次数的增加而减小[8]。

2.2.2 比例电路

由于设计信号采集的采样频率达到2 MSps甚至更高，因此需选用高采样率ADC，而目前各大厂商的这类ADC模拟量量程都比较小，本方案选用的ADC芯片的量程为2 Vp-p；而行波测距采集系统需要考虑在电网线路故障情况下，电流瞬间增大，甚至达到30倍额定电流的情况，此时小电压信号的基波峰峰值计算如下：

(9)

此时输入小电压信号幅值将超过ADC的量程，因此需要通过比例电路将输入信号幅值降低。设计比例1:7的衰减系数将峰峰值衰减至±1 V以下。该幅值衰减将在后续的FPGA比例放大模块中得到补偿。而高次谐波幅值很小，不需考虑超出量程的问题。由于AD模拟量输入端采用差分输入，且正负两端的共模电压均不能为负，因此VIN+端需增加直流偏置，而VIN-端的直流偏置应与正端相同，以保证差分输入完全为交流量。

比例电路如图3所示，图中VIN为积分电路的输出交流信号，VIN+和VIN-连到ADC的模拟量差分输入管脚。

图3 比例电路

根据基尔霍夫电流定律计算得出：

(10)

带入图4中的电阻值，得到uIN+=(1/7)ui+0.9 V，前半部分为输入交流量的比例值，后半部分为直流偏置。而uIN-=0.9 V，差分输入电压为(1/7)ui，与设计目标一致。

2.2.3 ADC芯片

本方案选用ADI公司的AD9228-40高采样率ADC芯片，采样率为40 MSps，完全满足行波测距系统对采集频带的要求；转换精度为12 bit，这对于对精度要求并不高的行波测距系统来说已经足够。

AD9228由4路独立的流水线型(Pipeline)ADC、时钟输入及时钟输出、LVDS数据输出、参考电压模块组成，结构框图如图4所示。

图4 AD9228结构框图

每个流水线型ADC由若干级级联电路组成，每一级包括一个采样/保持放大器、一个低分辨率的ADC和DAC以及一个求和电路[9]。采样率特性达到数十个MSps的模数转换器大多基于流水线型架构。流水线型ADC由N级串联组成，所有流水线级的一致性运作，使得此类架构实现了非常高的转换率。

LVDS( low voltage differential signaling)低电压差分信号，是一种低摆幅的差分信号技术，传输速率一般在155 Mbps以上，它使得信号能在差分PCB线对或平衡电缆上以几百Mbps 的速率传输[10]。AD9228的数据接口为LVDS串行接口，其最大数据传输速率计算如下：

12 bits×40 MSps=480 Mps

(11)

ADC厂商考虑到在如此高的数据传输速率下，若再有较远距离及板间信号传输，单端信号难以保证信号完整性，因此选择LVDS作为数据接口。

2.3FPGA数据处理

在信号采集部分，FPGA主要实现与ADC的LVDS数据接口、采样数据比例放大及高频采样数据缓存。

2.3.1ADC数据接口

AD9228数据接口包括40M时钟输入CLK、数据时钟输出(DCO)、帧时钟输出(FCO)及4路数据输出(Dx)。时序如图5所示。

图5 数据接口时序图

图中，AD9228在CLK的上升沿后延迟TFCO时间拉高FCO信号，同时给出本帧数据的最高位；FCO为高电平和低电平期间，分别传输数据高6位和低6位。而Dx的奇数位与DCO的上升沿同步，偶数位与DCO的下降沿同步。由于DCO的上升沿和下降沿均与数据同步，因此DCO的频率为数据传输率的一半，即240 M。

FPGA的数据接口模块严格按照上述时序，完成串行数据的读入。具体来说，定义2个6位移位寄存器，分别存储奇数位数据和偶数位数据，在DCO上升沿和下降沿依次把数据移入奇偶寄存器；定义12位数据寄存器，在FCO信号的上升沿合并上述2个寄存器。

另外，由于本方案设计采样率为2 M，因此另外定义寄存器，每20次FCO上升沿时合并一次数据即可，然后触发比例放大和缓存模块工作一次。

2.3.2 比例放大模块

为了适应ADC的输入量程，前端电路对小电压信号做了比例衰减，因此需要在FPGA中对从AD读取的采样数据放大7倍以恢复信号。

ADC输出的数字量与模拟量的对应关系如表1所示。

表1 数字量与模拟量关系表

根据上表，首先将数字量交流化，方法是减去共模值，即二进制数100 000 000 000。交流化后的数字量为有符号数，二进制数的最高位为有符号数，与交流正弦信号相对应。

然后使用FPGA的IP核生成12×4的乘法器，被乘数为表2格式的数字量，乘数为7；被乘数为有符号数，乘数为无符号数，积为16位有符号数。

2.3.3 数据缓存模块

本方案使用FPGA的IP核生成先入先出存储器(FIFO)来实现数据缓存。根据信号传输部分关于吉比特以太网数据传输率的计算，每帧数据有200×3共600个采样数据，而FIFO的深度至少满足1.5帧数据的缓存要求，因此定义1024×16bit的FIFO。

FIFO的读写时钟独立，写时钟为DCO，上升沿写入乘法器的积；读时钟为吉比特以太网模块的主时钟。

3 信号传输部分

本方案设计采样率为2 MHz，并考虑10%左右的附加信息(如MAC地址、参数)的情况下，传输数据率计算如下：

(1+10%)×2 M/s×16 bit×3=105.6 Mb/s

(12)

该传输速率已经超过百兆网的最大速率了，因此选择吉比特光纤以太网传输，并为以后更高采样率的系统留出一定裕量。

3.1 吉比特MAC控制器

本方案使用Altera公司Triple-SpeedEthernetv13.1IP核生成吉比特以太网控制器。主要配置选项有：

(1)选择接口为MII/GMII。

(2)使用内部FIFO。

(3)使能MDIO空间，将IP核内部寄存器的一段空间映射为PHY寄存器空间，则访问相应内部寄存器会触发一次MDIO操作；

(4)设置FIFO位宽为8bit，深度为2048，超过以太网最大帧长即可。

生成的吉比特MAC控制器主要包括接收模块、接收FIFO、发送模块、发送FIFO、GMII接口、配置寄存器及MDIO模块。而FPGA主要完成上电后的寄存器配置工作和发送FIFO的报文填写任务。

寄存器配置主要包括：

(1)设置网络速度为1Gb/s；

(2)设置本地MAC地址及是否用该地址替换FIFO报文中的MAC地址。

(3)设置FIFO字节数超过一桢报文字节数(1270Bytes)时启动发送模块。

(4)使能接收和发送模块。

3.2 行波测距用以太网帧说明

试验用的行波测距装置对以太网帧的格式规定如表2所示。

表2 以太网帧格式

表2中，参数段包含数据长度、帧序号、通道数、采样点数、采样频率、额定延时、一次额定值、二次额定值等信息。N为采样通道数，本方案中，共有A、B、C三相电流，通道数为3；考虑每帧报文的采样点数M为200，则每帧报文长度为：

64+3×2+3×200×2=1270 Bytes

(13)

按照上述设计，2M/s的数据被分为10 000帧/s，则两帧报文间隔100us。

4 试验结果及分析

在仿真试验室模拟现场环境，对该方案的可行性和故障测距精度进行试验验证。电力系统动模实验是基于物理仿真的动态模拟，能用来进行电力系统机电暂态以及动态过程的实时仿真研究，但是由于无法产生高频暂态行波，无法满足行波测距装置的检测需要[11]。本试验设备选择博电公司的PH02型行波测距测试仪，其能够输出高达数百KHz的高频暂态行波信号。其他试验设备还有本方案所述电子式互感器和中元华电公司的ZH-8301型号行波测距装置。

试验过程中，首先使用行波测试仪模拟在A相2 550m处发生单相接地故障，行波测距装置根据互感器的高频数据，准确判断出了故障类型，并给出故障距离为2 100m。然后模拟在B相1 800m米处发生单相接地故障，同样的，行波测距装置正确判断故障类型并给出百米级别精度的故障测距结果。

根据试验结果，本文所述高频行波信号采集与传输方案在电子式互感器应用场合，能够为行波测距装置提供有效的采样数据，从而缩短故障修复时间，提高供电可靠性。

5 结束语

电子式互感器高频采集与传输技术解决了当前电子式互感器采样率偏低，难以满足行波测距装置准确定位电力故障的问题，具有很高的工程指导意义和实用价值。

[1] 何军娜，陈剑云，艾颖梅,等. 电力系统行波测距方法及其发展[J]. 电力系统保护与控制，2014,42(24)：148.

[2] 王 涛，张 宁，刘 琳,等.有源电子式互感器故障诊断技术的研究与应用[J]. 电力系统保护与控制，2015,43(18)：74.

[3]KoiovicL.Rogowskicoilssuitrelayprotectionandmeasurement[J].IEEEComputerApplicationinPower, 1997(7): 47-52.

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[11] 刘慧海，张晓莉，姜 博,等. 行波故障测距装置的检测与评价[J]. 电力系统保护与控制，2015,43(1):145.

A Design Scheme of Electronic Transformer High-frequency Signal Acquisition and Transmission

Chen Yong1, Li Cong2, Liu Shengpeng3

(1.Electric Power Research Institute of Yunnan Power Grid Co.,Ltd, Kunming 650217, China; 2.TBEA Nanjing Intelligent Electric Co.,Ltd., Nanjing 210000, China; 3.WISCOM System Co.,Ltd., Nanjing 210000, China)

As electronic transformer with low sample rate cannot meet the needs of power fault location accuracy, high-frequency signal acquisition and transmission technology is introduced. Current signal of power grid was converted to low voltage signal with 90°angle ahead by Rogowski coil in electronic transformer, which was compensated by the subsequent integrator circuit. Sample rate of signal acquisition circuit was designed to be 2 MSps. Sample data were read via LVDS interface, processed and buffered with FIFO by FPGA. Due to the mass traveling-wave data, instead of 100 M Ethernet, gigabit Ethernet was used. Frames of special form were transmitted to traveling-wave location devices. Technical difficulties such as integration saturation due to input bias voltage of operational amplifier, and small measuring range of high-speed ADC, were solved. Experiment result showed that this design of signal acquisition and transmission meet the needs of location accuracy and has some engineering value.

FPGA; integrator circuit; high-frequency acquisition; gigabit Ethernet; electronic transformer; traveling-wave location; Rogowski coil

2016-10-17；

2016-11-11。

陈 勇(1977-)，男，湖北钟祥人，工程师，硕士，主要从事电力系统继电保护方向的研究。

1671-4598(2017)03-0205-04DOI：10.16526/j.cnki.11-4762/tp

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