单相电流型PWM逆变技术综述

陈亦文，江加辉，邱琰辉，陈道炼

（福建省新能源发电与电能变换重点实验室（福州大学），福州350116）

单相电流型PWM逆变技术综述

陈亦文，江加辉，邱琰辉，陈道炼

（福建省新能源发电与电能变换重点实验室（福州大学），福州350116）

在分析了传统单相电流型PWM逆变器固有缺陷的基础上，系统地论述了从电路拓扑、控制策略等方面提出的多种解决其缺陷的方案，并给出了设计实例与特点，获得了重要结论。电路拓扑方面的解决方案包括差动双向Boost直流变换器型逆变器、组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器、附加反激AC-DC能量回馈电路的单相电流型高频环节逆变器等，具有满足Boost变换器控制规律、电路复杂、损耗大等特点；控制策略方面的解决方案包括具有补偿环节的非线性调制控制策略和无源性控制策略等，具有输出波形质量高、储能电感大等特点；电路拓扑和控制策略两方面的解决方案包括输入侧串并联谐振器的单相电流型逆变器、具有储能电感电流限定非线性PWM单周期控制单相电流型逆变器等，具有输出波形质量高、储能电感小、变换效率高等特点。

逆变器；电流型；PWM；单相

电流型变换器具有升压特性，负载短路时可靠性高，由于储能电感位于输入侧，存在输入电流脉动小、对电源产生的电磁干扰EMI（electromagnetic interference）小、输入电流易于控制等特点，故在DCDC、AC-DC、AC-AC变换中获得了广泛的应用［1-3］，但在DC-AC变换中的应用却处于探索之中。

对于三相电流型逆变场合，由于可以将每个工频输出周期内的电网电压以过零点为边界划分成6个60°区间，在任意一个60°区间内均存在线电压值大于或等于输入电压的两路输出线电压，使逆变器在任意一个开关周期内均满足Boost电路的工作规律，可获得高质量输出波形，故三相电流型逆变器的研究已取得了较好的成果［4］；而在单相逆变场合，由于每个工频输出周期内总存在输出电压低于输入电压的工作区间，这些工作区间内逆变器储能电感无法去磁，故不满足Boost变换器的工作规律，导致逆变器储能电感值大，输出波形严重畸变和变换效率低等固有缺陷。

本文在分析了传统单相电流型正弦脉冲宽度调制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）逆变器存在的固有缺陷的基础上，系统地论述了从电路拓扑、控制策略等方面所提出的多种解决其固有缺陷的方案，获得了重要结论。

1 传统单相电流型SPWM逆变器的固有缺陷

传统单相电流型逆变器及其正弦脉冲宽度调制SPWM控制策略如图1所示。其中，图1（b）、（c）分别为输出低频正半周每个开关周期内DTs期间的充磁模态和(1-D)Ts期间的馈能模态。

图1 传统单相电流型逆变器及其SPWM控制策略Fig.1 Traditional single-phase current mode inverter and SPWM control strategy of the inverter

这种变换器采用SPWM控制策略时，逆变器的储能占空比D即为图1（d）所示的SPWM信号QSPWM，|un|＞Ui期间（t1～t2、t3～t4），任意一个开关周期内均存在储能电感L的充磁阶段（DTs期间）和去磁阶段（（1-D）Ts期间），满足Boost电路的控制要求，即un、in越大，储能占空比D也越大，馈能占空比1-D（逆变桥输出侧调制电流im的占空比）越小，电压传输比也越大；|un|＜Ui期间（t0～t1、t2～t3、t4～t5），任意一个开关周期内储能电感L始终处于充磁状态，而无去磁状态，iL=im持续上升，导致输出电流波形畸变严重、储能电感易于磁饱和，不满足Boost电路的控制要求，无法获得正弦输出电流。

与电压型逆变器相比，电流型逆变器具有如下特点：①单级升压特性，可通过控制储能电感的充磁时间来控制输入直流侧电流，实现从弱光能至强光能全过程的利用；②对输出电流直接控制，实现MPPT更方便可靠，而电压型逆变器实现MPPT时容易引起直流母线崩溃、降低可靠性；③储能元件为电感，系统寿命要比储能元件为电解电容的电压型逆变器长；④过流时易得到及时保护，系统的可靠性高。随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，电流型逆变器中串联的二极管不再必需，可以解决阻断二极管的损耗问题。

因此，单相电流逆变技术引起了人们的研究兴趣，分别从电路拓扑、控制策略等方面提出了多种解决方案。

2 电路拓扑方面的解决方案

2.1 差动双向Boost直流变换器型逆变器

文献［5］提出了一种差动双向Boost直流变换器型逆变器新思路，其电路拓扑及控制策略如图2所示。这种逆变器是将两个相同的双向Boost直流变换器输入端并联、输出端反向串联，采用图2（b）、（c）所示的独立控制和互补控制策略，为实现单相电流型逆变开辟了一条途径［5、6］。

图2 差动双向Boost直流变换器型逆变器及其控制策略Fig.2 Circuit topology and control strategy of the diferential bidirectional Boost DC-DC converter mode inverter

独立控制策略是以两个双向Boost直流变换器输出电压uo1、uo2为控制对象，对应的占空比D1、D2相互独立，uo1、uo2按具有相同直流偏置的反相低频正弦脉动规律变化，两个储能电感电流iL1、iL2按具有相同直流偏置的反相低频非正弦脉动规律变化；互补控制策略是以逆变器的输出正弦电压uo为控制对象，两个双向Boost直流变换器的占空比互补，即D1+D2=1，uo1和uo2、iL1和iL2均按具有相同直流偏置的反相低频非正弦脉动规律变化。

与独立控制策略相比，采用互补控制策略时逆变器具有占空比变化范围小、功率开关电压和电流应力小、输入电流和输出电压纹波小、变换效率高、适用于输入电压变化范围大的场合等特点。这种逆变器的主要不足是，两个双向Boost直流变换器同时工作，二者之间的环流使变换效率不够理想。

2.2 组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器

文献［7］提出了一种组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器，如图3所示。在单相电流型逆变器的基础上增添了一个功率开关S0和一个续流二极管Ds，根据un与Ui的相对大小通过不同功率开关的组合控制能工作在Boost、Buck或Buck-Boost三种模式下，为了使逆变器平稳地进行模式转换，储能电感工作于断续电流模式DCM（discontinuous current mode）模式且利用每个开关周期输入、输出平均功率的平衡来计算调制函数。

图3 组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器Fig.3 Combined Boost/Buck/Buck-Boost inverter

当逆变器工作于Boost模式或Buck-Boost模式的DTs期间时，iL的流通路径是由Ui、S0、L、S1和S2构成的充磁回路，或由Ui、S0、L、S3和S4构成的充磁回路；当工作于Boost模式的 （1-D）Ts期间时或Buck模式的DTs期间时，iL的流通路径是由Ui、S0、L、S1和S4构成的馈能回路，或由Ui、S0、L、S2和S3构成的馈能回路；工作于Buck模式或Buck-Boost模式的（1-D）Ts期间时，iL的流通路径是由Ds、L、S1和S4构成的续流回路，或由Ds、L、S2和S3构成的续流回路；若L断流，所有功率开关都无电流通过，Cf维持输出电流。

当输入电压低于输出电压的峰值时，组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器根据输入、输出电压的大小关系将逆变器的开关方式进行组合控制。按照不同的开关组合，逆变器的工作方式存在4种情况：①交替于Buck模式和Boost模式下，其控制策略如图3（b）所示；②交替于Buck-Boost模式和Boost模式下；③交替于Buck模式和Buck-Boost模式下；④工作于Buck-Boost模式下。

文献［7］给出一个设计实例，额定功率500 W，Ui=100 V/200 V，un=220 V（50 Hz），fs=10 kHz，L= 0.61 mH，电感电流DCM模式。这种方案改善了输出电流波形，但未给出技术性能指标，附加的功率开关、续流二极管损耗大，降低了变换效率。因此，这种方案是以增加电路复杂性和降低变换效率为代价的。

2.3 附加反激AC-DC能量回馈电路的单相电流型高频环节逆变器

文献［8］提出了一种附加反激AC-DC能量回馈电路的单相电流型高频环节逆变器，如图4所示。该逆变器采用电压瞬时值反馈移相控制策略，其反激式AC-DC变换器是在输出电压下降且|uo|≤UiN2/N1时工作在DCM模式，通过能量回馈确保输出波形质量。

由图4（b）可知，当 uo下降且uo|≤UiN2/N1时，误差放大信号ue＜0，主功率电路不工作，反激式能量回馈电路工作，将输出无功能量回馈到输入侧，确保输出正弦波形质量；其余期间，ue＞0、-ue＜0，主功率电路工作，反激式能量回馈电路不工作。这种方案是以增加电路的复杂性为代价。

图4 附加反激AC-DC能量回馈电路的单相电流型高频环节逆变器Fig.4 Single-phase current mode high frequency link inverter with flyback mode AC-DC energy feedback circuit

3 控制策略方面的解决方案

3.1 具有补偿环节的非线性调制控制策略

为了解决传统的单相电流型逆变器输出波形畸变严重的问题，文献［9］提出了一种非线性调制控制策略，如图5所示。该控制策略是在控制电路中加入补偿环节产生非线性PWM调制函数，目的是为了消除改进SPWM开环控制时输出电流波形中的主要谐波分量3次谐波。

文献［9］给出一个设计实例，额定功率Po=870 W，Ui=80 VDC，Uo=220 V（50 Hz），fs=20 kHz，变换效率87.0%，输出电流波形THD由原22.63%降低到4.42%，但储能电感值仍高达21 mH。

3.2 无源性控制策略

为了改善传统单相电流型逆变器的输出波形质量，文献［10］提出了一种无源性控制策略，如图6所示。通过预估负载电阻RL和储能电感电流的参考值iLr来进一步生成调制函数d（t），以获得高质量的输出电压波形。文献［10］设计实例中，额定输出功率240 W，Ui=48 VDC，Uo=110 V 50 Hz，fs=10 kHz，L=10 mH，RL=50 Ω，输出电压波形 THD= 1.64%，未给出变换效率。

图6 单相电流型逆变器无源性控制策略Fig.6 Passivity-based control strategy of the singlephase current mode inverter

4 电路拓扑和控制策略两方面的解决方案

4.1 输入侧串并联谐振器的单相电流型逆变器

为了解决传统单相电流型逆变器存在的固有缺陷，文献［11］提出了一种输入侧串并联谐振器的单相电流型逆变器及其含比例谐振PR（proportion-al resonant）调节器的输出电流外环和滤波电容电压内环构成的双环控制策略，如图7所示。

图7 输入侧串并联谐振器的单相电流型光伏逆变器Fig.7 Single-phase current mode PV inverter with the parallel resonator in series on the input side

该方案是在传统的电路拓扑的输入侧串联了一个并联谐振器，并联谐振器对2倍、4倍频率点发生并联谐振，大大增加输入侧阻抗，消除了输入侧2倍频、4倍频低频电流谐波分量；控制系统采用含PR调节器的输出滤波电容电压、并网电流反馈控制策略,PR调节器的作用是针对并网电流基波频率产生无穷大的增益，以消除并网电流基波的稳态误差。这种方案较好地解决了输出电流波形畸变和输入电流低频脉动大的问题。

文献［11］给出的设计实例中，额定容量500 W，Ui=80 VDC（光伏开路电压），Un=110 V（50 Hz），fs=4 kHz，L=5 mH，L1=10 mH，L2=5 mH，C1=125 μF，C2=250 μF。此文中仅提供了Un=55 V（50 Hz）、Po=80 W时的实验波形，输出电流THD=2%，输入电流较平稳，但未给出变换效率。

4.2 具有储能电感电流限定非线性PWM单周期控制的单相电流型逆变器

为了克服传统单相电流型逆变器存在的固有缺陷，文献［12］提出了一种具有储能电感电流限定非线性PWM单周期控制的单相电流型逆变器，如图8所示。

图8 具有储能电感电流限定非线性PWM单周期控制单相电流型逆变器Fig.8 Single-phase current mode inverter of nonlinear PWM one-cycle control strategy with limited storage inductance current

这种方案是通过检测并反馈调制电流im（馈能时im=iL），适时地调整馈能占空比1-D的大小并输出高质量的电流波形。为了保证储能电感电流iL连续，且避免iL过大，控制系统设置一个储能电感电流的阈值I*L。当iL＜I*L时，逆变器工作在DTs期间L通过直通桥臂的充磁状态和（1-D）Ts期间L对电网的馈能状态，称为Boost工作方式；当iL＞I*L时，逆变器工作在DTs期间L通过旁路开关S0的续流状态和（1-D）Ts期间L对电网的馈能状态，称为续流工作方式。逆变器增添的续流模态本质上是起到对1-D与升压比的关系进行调节的作用，一个低频输出周期内，随着|un|的下降，续流模态增多。设置阈值I*L时，主要考虑在保证整个输出周期逆变器具有足够的升压比，使储能电感电流连续的同时，还要尽量降低器件和线路的损耗。

文献［12］给出的设计实例中，额定容量1 kW，Ui=98-122 VDC，Un=220 V 50 Hz，fs=50 kHz，L=1 mH，Cf=9 μF,Lf=0.5 mH，网侧功率因数为1，满载时效率为87%、输出电流THD=2%。该逆变器通过旁路开关S0导通的续流模态对储能电感电流进行主动控制，使储能电感值及其电流小、输出波形质量高、变换效率高和输出滤波器小。与同类技术相比较，所提出的逆变器获得了最优的综合性能指标，由于逆变器的主要损耗是5个功率开关及其阻断二极管的通态损耗和储能电感的铁耗及铜耗，因此随着逆阻型IGBT等双向可阻断功率器件的发展和应用，这种逆变器将无需串联阻断二极管，其变换效率可得到进一步大幅提升。

5 结论

（1）在论述了传统单相电流型SPWM逆变器存在的固有缺陷基础上，综述了解决其固有缺陷的多种电路拓扑、控制策略方面的方案。

（2）从电路拓扑方面提出的差动双向Boost直流变换器型逆变器、组合式Boost/Buck/Buck-Boost逆变器和附加反激AC-DC能量回馈电路的单相电流型高频环节逆变器均满足Boost电路的控制规律，能获得高质量的输出波形，但增加了电路的复杂性和损耗；从控制策略方面提出的非线性调制控制单相电流型逆变器和无源性控制单相电流型逆变器均降低了逆变器输出波形的THD，但其储能电感仍较大。

（3）从电路拓扑和控制策略方面提出的输入侧串并联谐振器的单相电流型逆变器和具有储能电感电流限定非线性PWM单周期控制单相电流型逆变器两种解决方案，前者一定程度上降低了储能电感、减小了输入电流的低频脉动和输出波形的THD，但增加了2个谐振电感和2个谐振电容；后者显著降低了储能电感、减小了输出波形的THD并提高了逆变器的变换效率。

（4）随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，电流型逆变器中的阻断二极管不再必需，变换效率将得到进一步提升。

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Review of Single-phase Current Mode PWM Inverting Technologies

CHEN Yiwen，JIANG Jiahui，QIU Yanhui，CHEN Daolian
（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion,Fuzhou University，Fuzhou 350116，China）

Based on the analysis of the inherent defects of the traditional single-phase current mode pulse width modulation（PWM）inverter,multiple solutions of the defects from aspects of the circuit topology and control strategy are systematically discussed,the design instance and are provided,and important conclusions are obtained.The solutions of circuit topology including such as differential bidirectional Boost DC-DC converter mode inverter,combined Boost/Buck/ Buck-Boost inverter,and the single-phase current mode high frequency link inverter with additional flyback AC-DC energy feedback circuit has the characteristics of Boost converter control law,complex circuit,large loss,etc;the solutions of control strategy including such as nonlinear modulation control strategy with compensation link,passive control strategy has the characteristics of high quality of output waveform,large energy storage inductor,etc;the solutions of circuit topology and control strategy including such as the single-phase current inverter with the resonators in serial and parallel of input side,nonlinear PWM one-cycle controlled single-phase current mode inverter with limited energy storage inductor current has the characteristics of high quality of output waveforms,small energy storage inductor, and high conversion efficiency,etc.

inverter;current mode;pulse width modulation（PWM）;single-phase

陈亦文

夏焰坤

陈亦文（1977-），女，通信作者，博士，讲师，研究方向：新能源发电技术，E-mail：fzucyw@163.com。

江加辉（1989-），男，博士研究生，研究方向：新能源发电技术，E-mail：N120 120051@fzu.edu.cn。

邱琰辉（1988-），男，博士研究生，研究方向：新能源发电技术，E-mail：qyh522 @sina.com。

陈道炼（1964-），男，博士，教授，博士生导师，研究方向：电力电子，E-mail：chendaolian@sina.com

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.1.111

：TM46

：A

2015-10-20

国家自然科学基金重点资助项目：新能源集成发电系统关键技术基础研究（51537001）

Project Supported by the State Key Program of National Natural Science of China：Basic Research on Key Technology of New Energy Integrated Generation System（51537001）