一种全桥双谐振CLL谐振变换器的分析与设计

2017-02-11姜龙飞张展望

电源学报 2017年1期

关键词：全桥导通二极管

姜龙飞，张展望

（西南交通大学电气工程学院，成都610031）

一种全桥双谐振CLL谐振变换器的分析与设计

姜龙飞，张展望

（西南交通大学电气工程学院，成都610031）

提出一种全桥双谐振CLL谐振DC-DC变换器拓扑。该变换器有两个谐振网络，共用一个变压器。该谐振变换器能在全负载范围内，实现开关管的零电压导通ZVS（zero voltage switching）和副边整流二极管的零电流关断ZCS（zero current switching），变换器开关管的开关损耗低，同时消除了二极管的反向恢复损耗，实现较高效率，适用于分布式电源系统中的直直变换模块。采用基波分析FHA（fundamental harmonic approximation）方法对该谐振变换器进行分析，得到了该变换器的直流增益特性。最后，制作了一台200 W的实验样机，验证了理论分析的正确性。

CLL谐振变换器；零电压开关；双谐振；环流损耗

分布式电源系统DPS（distributed power system）具有干扰小、损耗低、可靠性高等优点广泛应用于计算机供电系统和通信电源系统中，其中全桥变换器在其前端变换器结构的后级DC/DC模块中被广泛采用。全桥零电压开关变换器FBZVS（full-bridge zero voltage switching converter）具有零电压导通、高效率、高功率密度、电压应力适中等优点，成为目前全桥变换器的研究热点之一。

目前常见的全桥零电压开关变换器主要有两种：脉宽调制全桥零电压开关变换器和全桥LLC谐振变换器。脉宽调制全桥零电压开关变换器的主要缺点是当负载减小时，变压器漏感上存储的能量不足以使开关管的结电容完成充放电，导致滞后桥臂开关管的零电压导通ZVS（zero voltage switching）丢失。因此，能使其在全负载范围内实现开关管的ZVS导通，就显得尤为重要。解决以上问题的方法主要有：①利用变压器的漏感［1，2］或者串联一个电感，漏感或串联电感越大，ZVS范围越宽，占空比丢失越严重，变压器匝比越小，原边反馈电流越大，导致开关管的导通损耗越大；漏感与二极管结电容谐振，引起严重的寄生震荡，增大了开关损耗和开关噪声。②添加饱和电感［3］代替漏感，ZVS范围增大，解决了占空比丢失问题，减小了开关管和整流二极管的电压应力，减小了副边的寄生震荡和开关噪声，但是变换器体积显著增大。③外加辅助变压器［6,7］，利用变压器励磁电感上的能量能够使变换器在全负载范围内实现ZVS，但是增加了1个变压器和2个开关管，增大了变换器的体积。④添加耦合电感［8］，增大了ZVS范围，环流损耗低。⑤添加1个变压器和1个耦合电感［9］，使变换器能够在全负载范围内实现ZVS，但增大了满载损耗。⑥添加辅助电路［10］，能够在全负载范围内实现ZVS,但是电路复杂且增大了环流损耗。全桥LLC谐振变换器［11］能在全负载范围内实现开关管ZVS和副边整流二极管零电流关断ZCS（zero current switching），但是变换器的环流损耗不随负载减轻而明显减少，使轻载效率低。

因此，为了解决这些问题，本文提出了一种全桥双谐振CLL谐振变换器。该变换器能够在全负载范围内实现开关管零电压导通和副边整流二极管零电流关断，开关损耗低，效率高，环流损耗低。

1 工作原理分析

图1为全桥双谐振CLL谐振变换器。开关管S1、S2、S3、S4组成全桥结构，谐振网络由谐振电容Cs1、Cs2和谐振电感Ls、L1、L2组成，副边采用中心抽头式整流输出，Co为输出滤波电容，Ro为等效负载。开关管S1、S3被同一占空比为0.5的脉冲驱动，开关管S2、S4和S1、S3互补导通。为了分析变换器的工作模态，作如下假设：

（1）输出电容Co足够大，可以当成电压源；

（2）开关管S1、S2、S3、S4有相同寄生电容，即

（3）谐振电容Cs1和Cs2相同，即Cs1=Cs2=Cs；

（4）谐振电感L1和L2相同，即L1=L2=L。

图1 全桥双谐振CLL谐振变换器Fig.1 Full-bridge CLL resonant converter with double resonant tanks

如图2所示为全桥双谐振CLL谐振变换器的主要工作波形。在一个开关周期内，变换器存在8个工作模态。全效谐波CLL谐振变换器等效电路如图3所示。

模态1［t0～t1］：在t0时刻，开关管S1、S3零电压导通，副边整流二极管D1继续导通。电容Cs1、Cs2和电感Ls、L1、L2共同参与谐振，并向负载传递能量；t1时刻，iCs1（t1）=iL1（t1），iCs2（t1）=iL2（t1），模态1结束。模态1的等效电路如图3（a）所示。

模态2［t1～t2］：在t1时刻，iLs（t1）=0，副边整流二极管D1零电流关断。电容Cs1和电感L1谐振,电容CS2和电感L2谐振,谐振网络不向负载传递能量，负载所需能量仅由输出电容Co提供。t2时刻，开关管S1、S3关断，模态2结束。模态2的等效电路如图3（b）所示。

模态3［t2～t3］：在t2时刻，S1、S3关断，电流iCs1大于0，S1的寄生电容 COSS1充电，S2的寄生电容 COSS2放电;电流iCs2小于 0，S3的寄生电容 COSS3充电，S4的寄生电容COSS4放电。电容Cs1和电感L1谐振;电容Cs2和电感L2参与谐振,谐振网络不向负载传递能量，负载所需能量仅由输出电容Co提供。在t3时刻，电容COSS1、COSS3两端的电压上升到Vo,电容COSS2、COSS4两端的电压下降到0，S2、S4的体二极管正向导通。模态3的等效电路如图3（c）所示。

模态4［t3～t4］：在t3时刻，S2、S4的体二极管正向导通，使S2、S4两端的电压保持为0，为S2、S4的ZVS导通创造了条件。电容CS1和电感LS1、L1共同参与谐振；电容CS2和电感LS2、L2共同参与谐振，并向负载传递能量，整流二极管D2导通。在t4时刻，S2、S4零电压导通。模态4的等效电路如图3（d）所示。

由该变换器的对称结构，模态5～模态8的工作过程与模态1～模态4相似，在此不再赘述。

图2 全桥双谐振CLL谐振变换器的关键工作波形Fig.2 Key waveforms of the full-bridge CLL resonant converter

图3 全桥双谐振CLL谐振变换器的等效电路Fig.3 Equivalent circuit of the full-bridge CLL resonant converter

2 分析与设计

2.1 直流增益特性

该变换器是通过电容 CS1、CS2和电感Ls、L1、L2谐振将能量从输入端传输到输出端。因此，谐振腔内的所有电流都近似正弦，见图2。为了得到该变换器的直流增益特性，可以采用基波近似FHA（fundamental harmonic approximation）法。根据FHA，变换器的交流等效电路如图4所示。图中，Rac是负载Ro折算到变压器原边侧的交流等效阻抗，可表示为

图4 变换器交流等效电路Fig.4 AC equivalent circuit for the discussed converter

设系数k为电感L与电感Ls的2倍之比，即

则变换器的特征频率f为

设fs为开关频率，则开关频率与频率f之比fn为

则品质因数为

Vab是图4输入电压的基波分量，表示为

利用叠加原理可知，变换器的直流增益等于图4（b）和图4（c）中的直流增益之和，利用FHA方法,可得到图4（b）和图4（c）的直流增益为

则变换器的直流增益为

变换器的增益曲线如图5所示。其工作区域被分为ZCS区域、ZVS1区域、ZVS2区域。一般情况，希望变换器工作在ZVS1区域，使其能够在全负载范围内实现开关管的ZVS和副边整流二极管的ZCS，减少开关损耗，提高效率。

图5 变换器的增益曲线Fig.5 Gain curves of the converter

当变换器工作在fs=fn时，谐振回路的阻抗最小，损耗最低。因此，将变换器的满载工作频率设计为频率fs=fn。由式（8）知，此时直流电压增益与负载无关，为

在ZCS区域，变换器工作在容性区间，开关管硬关断，开关损耗大，所以在设计中应该避免变换器工作在该区域。在ZVS1区域，电感LS工作在电流断续模式，可以同时实现开关管ZVS和副边整流二极管ZCS，避免反向恢复，一般设计变换器使其在全负载范围内，工作在该区域内。在ZVS2区域，电感LS工作在电流连续模式，开关管可实现ZVS导通，而副边整流二极管不能实现ZCS关断，存在反向恢复问题。

2.2 开关管的ZVS实现条件

为了提高变换器的效率，通常情况下使变换器工作于ZVS区域。图4中谐振网络的输入阻抗为

式中，（Rac/2+sLs/2）//sL表示阻抗（Rac+sLs）/2与阻抗sL并联。对输入阻抗进行归一化处理，得

要实现MOSFET的零电压开通，需要使谐振网络的输入电流滞后于输入电压，即要求谐振网络的输入阻抗呈感性。在式（11）中，令归一化阻抗Zn的虚部为0，此时谐振网络表现为纯阻性，即为输入阻抗呈现感性或容性的边界条件。整理可得边界条件下的归一化频率为

保持谐振网络呈感性的情况下，谐振变换器在不同频率下电压增益的最大值为

在谐振变换器设计中，为了使其在全负载范围内工作在ZVS区域，需始终满足fn＞fnZ，实际应用中经常针对最坏情况下来设计开关频率的限制范围。在以上的分析中忽略了开关管死区时间和开关管寄生电容对变换器的影响。

3 实验结果

根据以上的设计结果，制作了一台实验样机。实验样机的主要参数为：输入电压Vin为直流电压200～280 V，额定输出电压Vo为36 V，额定负载Ro为7.2 Ω,谐振频率f2=100 kHz，谐振电容Cs1=Cs2=71 nF,谐振电感Ls=37 μH，谐振电感L1=L2=670 μH，变压器匝比为8:1。

该实验样机的主要实验波形如图6～图9所示。图6给出了100%负载、输入电压280 V时流过开关管S1与副边二极管D1的电流波形；图7给出了10%负载、输入电压280 V时流过开关管S1与副边二极管D1的电流波形；图8给出了100%负载、输入电压200 V时流过开关管S1与副边二极管D1的电流波形；图9给出了10%负载，输入电压200 V时流过开关管S1与副边二极管D1的电流波形。通过实验结果可知，变换器在全负载范围内实现了开关管的ZVS和整流二极管的ZCS。

通过相关的软件对不同实验条件下的实验数据进行拟合得到了全桥双谐振CLL谐振变换器的效率曲线，如图10所示。由图可见，输入电压280 V、100%负载时，变换器的效率最大约为96%；输入电压280 V、10%负载时，变换器的效率也较高，约为90.5%；输入电压200 V、100%负载时，变换器的效率高，约为96%；输入电压200 V、10%负载时，变换器的效率也能取得约为88%的效率。输入电压减小时，变换器的效率略有降低，但变换器在宽输入范围内都取得了较高的效率。

图6 100%负载、输入电压280 V时的实验波形Fig.6 Experimental waveforms when Vin=280 V and 100% load

图7 10%负载、输入电压280 V时的实验波形Fig.7 Experimental waveforms when Vin=280 V and 10% load

图8 100%负载、输入电压200 V时的实验波形Fig.8 Experimental waveforms when Vin=200 V and 100% load

图9 10%负载、输入电压200 V时的实验波形Fig.9 Experimental waveforms when Vin=200 V and 10% load

图10 全桥双谐振CLL谐振变换器的效率曲线Fig.10 Efficiency curves of full-bridge CLL resonant converter of double resonant tanks

4 结语

本文提出了一种全桥双谐振CLL谐振变换器，分析了其工作原理，并对其软开关实现条件进行了详细的推导，最后通过实验验证了其适合于宽范围输入的应用场合，并且能够在全负载范围内实现主开关管的ZVS与副边整流二极管的ZCS，降低了开关损耗，具有较高的效率。

［1］Sabate J A,Vlatkovic V,Ridley R B,et al.Design considerations for high-voltage high-power full-bridge zero-voltageswitching PWM converter［C］.in Proc.IEEE Appl.Power Elec-tron.Conf.（APEC）,1990:275-284.

［2］Lotfi A W,Chen Q,Lee F C.Non-linear optimization tool for the full-bridge zero-voltage-switched DC-DC convertor［J］.Proc.Inst.Elect.Eng.B,1993,140（5）:289-296.

［3］Hamada S,Nakaoka M.Analysis and design of a saturable reactor assisted soft-switching full-bridge dc-dc converter［J］.IEEE Trans.Power Electron.,1994,9（3）:309-317.

［4］Fisher R A,Ngo K D T,Kuo M H.A 500 kHz,250 W dcdc converter with multiple outputs controlled by phaseshifted PWM and magnetic amplifiers［C］.in Proc.High Frequency Power Conversion Conf.,1988:100-110.

［5］Watson R,Lee F C.Analysis,design and experimental results of a 1-kW FB-ZVS-PWM converter employing magamp secondary side control［J］.IEEE Trans.Ind.Electron., 1998,45（5）:806-814.

［6］Ayyanar R,Mohan N.Novel soft-switched dc-dc converter with full ZVS-range and reduced filter requirement—Part I:Regu-lated-output applications［J］.IEEE Trans.Power. Electron.,2001,16（2）:184-192.

［7］Ayyanar R,Mohan N.Novel soft-switched dc-dc converter with full ZVS-range and reduced filter requirement—Part II:Constant-input,variable-output applications［J］.IEEE Trans.Power.Electron.,2001,16（2）:193-200.

［8］Jang Y,Jovanovic M M,Chang Y.A new ZVS-PWM fullbridge converter［J］.IEEE Trans.Power Electron.,2003, 18（5）:1122–1129.

［9］Borage M,Tiwari S,Kotaiah S.A passive auxiliary circuit achieves zero-voltage-switching in full-bridge converter over entire conversion range［J］.IEEE Power Electron. Lett.,2005,3（4）:141-143.

［10］李菊，阮新波.全桥LLC谐振变换器的混合式控制策略［J］.中国电机工程学报，2011,28（4）:72-79. Li Ju,Ruan Xinbo.Hybrid control strategy of full-bridge LLC resonant converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society,2011,28（4）:72-79.

［11］Jain P K,Kang Wen,Soin H,et al.Analysis and design considerations of a load and line independent zero voltage switching full bridge DC/DC converter topology［J］.IEEE Trans.Power Electron.,2002,17（5）:649–657.

［12］王镇道,赵亚魁,章兢,等.LLC半桥式谐振变换器参数模型与设计［J］.电工技术学报,2012,27（12）:51-55. Wang Zhendao,Zhao Yakui,Zhang Jing,et al.Parameter model and design of half-bridge LLC resonant converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society,2012, 27（12）:51-55（in Chinese）.

［13］赵晨,石洋,吴新科,等.三元件串联LLC谐振变流器的优化设计策略［J］.电工技术学报,2008,23（1）:65-71. Zhao Chen,Shi Yang,Wu Xinke,et al.Optimized design strategy of LLC resonant converter［J］.Transactions of China Electrotechnical Society,2008,23（1）:65-71（in Chinese）.

［14］胡海兵,王万宝,孙文进,等.LLC谐振变换器效率优化设计［J］.中国电机工程学报,2013,33（18）:48-56. Hu Haibing,Wang Wanbao,Sun Wenjin,et al.Optimized design of LLC resonant converter［J］.Proceedings of the CSEE,2013,33（18）:48-56（in Chinese）.

Analysis and Design of a Full-bridge CLL Resonant Converter with Double Resonant Tanks

JIANG Longfei,ZHANG Zhanwang
（School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China）

In this paper,a full-bridge CLL resonant converter with double resonant tanks is presented.The converter is consisted of double resonant tanks,sharing a transformer.This topology can achieve zero-voltage switching（ZVS）and zero-current switching（ZCS）for output rectifier from zero load to full load,and the switching loss of transistor switching is low.The reverse recovery losses of rectified diode is eliminated so that the higher efficiency is achieved. These make the converter particularly suitable in DC/DC module of distributed power supply system.To obtain the dc characteristic of the converter,the fundamental harmonic approximation（FHA）is adopted.and finally a prototype 200 W full-bridge CLL resonant converter with double resonant tanks is designed and built to verify the proposed design method.

CLL resonant converter;zero voltage switching;double resonant tanks;circulating current loss

姜龙飞（1989-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：软开关技术，电力电子调制与控制技术等，E-mail：pecel_lfjiang@ 163.com。