实现全功率范围能量压缩的电流源谐振型等离子体驱动源

郝世强陈昌仪李武华顾小卫何湘宁

（1. 浙江大学电气工程学院 杭州 310027 2. 浙江理工大学信息电子学院 杭州 310018）

实现全功率范围能量压缩的电流源谐振型等离子体驱动源

郝世强1陈昌仪1李武华1顾小卫2何湘宁1

（1. 浙江大学电气工程学院 杭州 310027 2. 浙江理工大学信息电子学院 杭州 310018）

针对大气压介质阻挡放电材料表面处理应用，提出一种电流源谐振型等离子体驱动源。通过构建并-串联结构的谐振网络，在全功率范围内实现单周期能量传输时间的压缩，从而提高各个功率下的表面处理效果，并推导出一种判断能量压缩状态在全功率范围内稳定性的方法。然后，通过在逆变器上增加旁路辅助电容，建立电流旁路通路，从而实现开关管的零电压开关，保证了电源高效运行，并推导出辅助电容的选取原则。最后，搭建了一台350W电流源谐振型电源样机，实验结果验证了理论分析的正确性，表明电流源并-串联谐振型等离子体驱动源是一种适合于表面处理应用的有效方案。

介质阻挡放电 表面处理 能量压缩 等离子体驱动源

0 引言

介质阻挡放电（Dielectric Barrier Discharge, DBD）是在两个电极之间插入绝缘介质的一种放电形式，是产生低温等离子体的重要手段。大气压下的介质阻挡放电已经广泛应用于聚合物、玻璃和纺织物等材料的表面处理[1-3]。为介质阻挡放电提供所需高电压的电源称为等离子体驱动源，其输出电压峰值可高达20kV、频率为10～50kHz[4,5]。在目前的工业应用中，等离子体驱动源通常采用高电压比变压器来实现升压，变压器漏感作为天然的谐振元件，与DBD容性放电负载构成LC串联谐振网络，开关器件IGBT或MOSFET组成逆变器向谐振网络提供激励电压[4-6]。这类谐振电路结构简单、发展成熟，并且可实现开关管的零电压开关（Zero Voltage Switching, ZVS）[7-9]，但具有两点不足：①无天然抗短路能力，在负载或变压器短路时容易损坏开关器件；②输出电压、电流波形为简单的正弦，使材料处理效果难以进一步提高。

为提高电源抗短路能力和材料处理效果，文献[10]提出一种电流源并-串联谐振型等离子体驱动源，如图1所示。逆变器输入侧的串联大电感可抑制短路故障时的电流上升率[11-14]。不同于LC串联谐振，图1a中的谐振网络为四元件并-串联结构，且有两个谐振点，称为CLLC并-串联谐振网络。将两个谐振点分别设计于开关频率和三倍开关频率附近，可使流过放电负载的电流io发生畸变，在基波上叠加3次谐波分量，形状如图1b所示。每半周期Ts/2内放电气隙两端电压vgap钳位于放电维持电压VT的时间称为放电时间Δtdis，而LC谐振对应的正弦情况下的放电时间表示为Δtdis-sin。io波形的畸变改变了vgap波形，使放电时间由Δtdis-sin缩短为Δtdis。在相同功率和频率下，减小放电时间称为放电能量压缩。文献[10]证明了在大气压空气中对聚合物的DBD表面处理过程中，能量压缩可减小表面接触角，提高表面能。其原因在于随着放电时间的缩短，电源瞬时功率和放电电流幅值增加，使自由电子密度增大，从而加剧了物理化学反应。

图1 实现能量压缩的电流源谐振型等离子体驱动源Fig.1 Current-fed resonant plasma source with energy compression

驱动源的输出功率会随着处理速度、材料特性和其他工艺要求的变化而大范围调节，然而文献[10]对放电能量压缩的研究仅限于额定功率下，因此有必要分析不同功率下的放电能量压缩状态。电源在整个功率变化范围内维持相同能量压缩状态的能力称为能量压缩的全功率范围稳定性。同时，驱动源需要实现开关管软开关以保持高效运行，然而图1a中电流源逆变器的每个开关管（S1～S4）均串联一个二极管（VD1～VD4），使开关管的电压、电流应力有别于传统电压源ZVS逆变器，其自身无法实现软开关，且软开关实现方法也尚未提出。

本文首先概述电流源谐振型驱动源的电路结构和工作原理，然后对谐振网络的能量压缩状态在全功率范围内的稳定性予以论证，并且详细分析基于旁路辅助电容的电流源逆变器ZVS实现方法，最后通过实验验证了电流源并-串联谐振型驱动电源可在全功率范围内实现稳定的介质阻挡放电能量压缩和可靠的开关管ZVS。

1 电流源谐振型驱动源系统架构

电流源谐振型等离子体驱动源由两部分组成：电流源逆变器和CLLC谐振网络，如图1a所示。后续对能量压缩稳定性和开关管软开关的分析分别针对谐振网络和逆变器。因此，这两部分的电路结构和工作原理是后续分析的基础。

电流源逆变器输入侧为幅值可调的直流电流源Iin，由前端Buck电路（图1中省略）的输出大电感提供[11]。调节Buck开关占空比可控制Iin幅值和输出功率。串联二极管VD1～VD4承担谐振网络施加在开关管S1～S4上的反向电压。逆变器输出方波电流，利用锁相环技术调节开关频率，使电路工作于弱感性状态，即将逆变器输出电压vpri过零点超前于其输出电流ipri过零点一小段时间，以减小谐振网络向输入侧回馈的无功能量[12,15,16]。在锁相环控制下，开关频率取决于谐振网络参数。如需大范围调整频率，需要改变谐振网络的电容或电感参数。

CLLC谐振网络包含四个谐振元件：并联谐振电容Cp、串联谐振电感Ls、变压器励磁电感Lm和放电负载等效电容。Ls由可调电感La和变压器漏感Llk串联组成（Ls=La+Llk）。变压器一次、二次绕组绕在同一磁心柱上，以尽量减小漏感Llk。通过调节电感La的气隙获得所需的串联电感Ls。变压器磁心开制适当的气隙以得到所需的励磁电感Lm。

电流源逆变器为谐振网络提供激励电流，因此在分析谐振网络的放电能量压缩特性时将逆变器近似成理想方波电流源。而CLLC谐振网络是一个具有容性输入端口的网络，因此在分析逆变器软开关时可将谐振网络等效成理想电压源。

2 放电能量压缩的全功率范围稳定性

可调电感La的引入使CLLC谐振网络产生了新的谐振点并构造出3次谐波环流通路，使得流过非线性放电负载的电流畸变为基波和3次谐波相叠加的非正弦波形[10]。因此，CLLC谐振参数的设计无法采用常规的谐振电路设计方法，如基波近似法和分段线性化法等[17-20]。文献[10]以波形形状为设计目标，采用一种“基波与3次谐波叠加近似法”计算出满足能量压缩要求的谐振参数。该方法仅适用于特定功率（如额定功率）下的参数设计，而本文则对该方法进行拓展，讨论额定功率下设计出的谐振参数能否在其他功率下也保持相似的能量压缩状态，并推导出能量压缩稳定性的判据。

2.1 基波与3次谐波叠加近似法

给定参数包括放电负载参数、额定输出功率Po和额定工作频率fs，待设计参数包括变压器电压比n、并联谐振电容Cp、串联谐振电感Ls和变压器励磁电感Lm。

首先，将原电路解耦成两个线性子电路。两个子电路分别是工作于开关频率fs的基波等效电路和工作于三倍开关频率3fs的3次谐波等效电路，如图2a所示。放电负载由RC等效模型表示[15]。基波等效电路的输入电流ipri1为原电路中电流ipri的基波分量。3次谐波等效电路的输入电流和负载等效电阻均被忽略，并在其负载侧插入3次谐波电流源io3，用以表示谐振网络产生的3次谐波电流。

图2 基波与3次谐波叠加近似法示意图Fig.2 Diagram of fundamental plus third harmonic approximation method

然后，推导出所需放电时间对应的电压、电流目标波形。目标波形由图2b中的虚拟分段矩形电流io-v估计得出。假设io-v注入放电负载，在t0～t1时段内给气隙电容充电，而在t1～t2时段内发生放电并产生输出功率Po，t1～t2这段时间称为虚拟放电时间Δtdis-v。用傅里叶变换提取io-v的基波分量io1和3次谐波分量io3，将io1和io3相加便得到目标输出电流io波形。然后将目标电流io注入放电负载，得出目标放电时间Δtdis和负载两端的目标输出电压vo波形，如图2b所示。虚拟电流io-v、目标Δtdis、目标io和目标vo由Po、fs和Δtdis-v决定。将Δtdis-v无限趋近于零，得到的io和vo波形便是具有最小放电时间Δtdis-min的目标波形。图2b中vo和io过零点的间距称为目标过零点位移量Δtzs。为便于不同频率下的分析，分别用Δtdis和Δtzs在半个周期Ts/2中所占的比例来表示这两个时间，称为放电时间比例kdis和过零点位移量系数kzs，kdis=2Δtdis/Ts，kzs=2Δtzs/Ts。

最后，将图2a中两个子电路线性叠加得到合成的输出电流io和输出电压vo波形，并把该叠加波形逼近图2b中的目标电流和电压波形。用下面三个限制条件来保证波形逼近的准确性。

（1）功率条件。两个子电路的功率之和等于给定功率Po，Po是关于ipri的函数，可表示为Po=f(ipri)。

（2）锁相条件。锁相环使电压vpri和电流ipri的过零点相隔固定的时间差，因此子电路叠加得到的vpri和ipri过零点也必须相隔同样的时间差。

（3）过零点位移条件。由两个子电路叠加得到的输出电流、电压波形可计算出相应的过零点位移系数，称为叠加kzs，其数值必须等于由目标电流和电压波形计算出的过零点位移系数，称为目标kzs。

上述三个条件可表示为关于n、Cp、Ls和Lm的三个方程，对其联立求解，便得到设计结果。

2.2 能量压缩稳定性判据

“基波与3次谐波叠加近似法”将电流源并-串联谐振电路描述为两个等效子电路在三个限制条件下的线性叠加。这三个限制条件不仅给出了参数计算方法，而且也为分析电路在不同功率下的能量压缩状态提供了途径。

图2a中的负载RC等效模型参数Ro1、Co1和Co3取决于功率Po[15]，因此用“基波与3次谐波叠加近似法”计算出的参数n、Cp、Ls和Lm只能在给定功率Po下实现所设定的放电时间，在其他功率下，用该方法不能直接描述放电时间。然而，逆向运用“功率条件”、“锁相条件”和“过零点位移条件”可解决这个问题。这三个条件分别描述了电路的不同特性：“功率条件”描述了谐振网络输入电流ipri对功率Po的控制特性；“锁相条件”描述了在负载等效电容随功率变化的同时，锁相环使得开关频率fs变化的特性；“过零点位移条件”描述了叠加io、vo波形与目标io、vo波形的相似程度，叠加kzs与目标kzs的数值越接近，波形越相似。

电路在工作过程中同时进行功率控制和锁相控制[12]，因此ipri和fs是相应的控制变量。“功率条件”和“锁相条件”正是对这两种控制过程的数学描述，因此，联立这两个条件，便可求得电路在各功率点的ipri和fs。换言之，将额定功率下计算出的n、Cp、Ls、Lm和在某一其他功率下计算出的Ro1、Co1、Co3代入“功率条件”和“锁相条件”，联立求解便得出该功率下ipri和fs的值。此时，“过零点位移条件”便是不同功率下能量压缩情况的分析依据，具体如下：将前面计算出的ipri和fs代入两个子电路中并叠加得到叠加kzs，将该叠加kzs与根据io-v估计出的目标kzs相比较，二者相差越小说明实际放电时间比例越接近于目标放电时间比例，实际能量压缩程度也就越接近目标波形的能量压缩程度。

现用上述方法举例讨论CLLC谐振网络的能量压缩稳定性。表1为电源给定参数，用“基波与3次谐波叠加近似法”分别在Δtdis-v→0和Δtdis-v→Ts/2时计算出可在额定功率下实现最小放电时间比例kdis-min和最大放电时间比例kdis-max的两组谐振参数见表2。两组设计结果中只有Ls不同。

表1 电源给定参数Tab.1 Given parameters of power source

表2 CLLC谐振网络设计结果Tab.2 Design results of CLLC resonant tank

图3 目标kzs和叠加kzs的一致性Fig.3 Correspondence between the targetkzsand the superposedkzs

根据表2中的两组设计结果，分别计算出不同功率下的目标kzs和叠加kzs并连成曲线，如图3所示。作为对照，将不同功率下由正弦目标电压电流波形计算得出的过零点位移系数也绘于图3中，称之为目标kzs-sin。当Ls=35.6μH时，叠加kzs在整个功率范围内都非常接近对应于kdis-min的目标kzs，并且远离正弦目标kzs-sin。因此，各个功率下的实际放电时间都逼近相应功率下的最小目标放电时间，即在整个功率范围内能量压缩率始终接近最高值，维持了能量压缩的稳定性。同理，当Ls=49.0μH时，叠加kzs也在整个功率范围内非常接近对应于kdis-max的目标kzs，并且同样远离正弦目标kzs-sin，使得各个功率下的实际放电时间都接近其最大目标值，即能量压缩率在整个功率范围内稳定地逼近最低值。由此可见，用“基波与3次谐波叠加近似法”在额定功率下设计出的参数，能够保证在其他不同功率下也实现与额定功率相近的能量压缩程度，证明了放电能量压缩的全功率范围稳定性。

综上所述，在全功率范围内维持放电能量压缩稳定性的条件可表示为

3 基于旁路辅助电容的零电压开关

本文通过给电流源逆变器增加辅助电容来实现零电压开关，其电路结构和主要波形如图4所示。每个串联二极管VD1～VD4并联相同的辅助电容CVD1～CVD4，其容值远大于二极管寄生电容，使本来流经二极管寄生电容的绝大部分漏电流流经CVD1～CVD4。在H桥正负极之间并联辅助电容Cb，使桥臂换流时本来流过逆变器的绝大部分电流流经Cb。主回路中的电流在特定阶段内被旁路到辅助电容支路中，因此Cb和CVD1～CVD4统称为“旁路”辅助电容。图4a中CS1～CS4表示开关S1～S4的寄生电容，虚线所标电容为VD1～VD4的寄生电容，其容值被CVD1～CVD4湮没，后续分析将其忽略。为便于分析，CS1～CS4的容值统一记为CS，而CVD1～CVD4的容值统一记为CVD。

软开关原理可用每个周期中的8个电路工作模态来解释，由于电路对称性，只需分析半周期[t0,t4]内4个工作模态，如图5所示。

图4 有旁路辅助电容的电流源逆变器及其主要波形Fig.4 Current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors and its main waveforms

图5 有旁路辅助电容的电流源逆变器工作模态Fig.5 Operation stages of current-fed inverter with bypass auxiliary capacitors

模态1 [t0,t1]：t0之前是开关管死区，驱动信号vg1～vg4均为高电平，S1～S4全部开通，输入电流Iin经VD2、S2、S3和VD3支路注入谐振网络。在t0时刻，S2和S3关断，逆变器输出电流ipri和流过开关管的电流iS2、iS3迅速减小，并转移至寄生电容CS2、CS3和辅助电容Cb中，如图5a所示。由于Cb＞＞CS2、CS3，流过Cb支路的电流iCb远大于流过CS2和CS3的电流，即原来流过H桥并注入谐振网络的电源电流Iin绝大部分被抽取到旁路电容Cb支路，只有很小的残余电流流过CS2和CS3对其充电，因此S2和S3两端电压vS2和vS3上升缓慢，实现了开关管的零电压关断，如图4b所示。同时，只有很小的电流流过CVD1和CVD4并对其放电，使其两端电压缓慢减小，当减为零时VD1和VD4开通，该模态结束。开关管关断电压上升率取决于Cb和CS的比值，该比值越大，关断电压上升越缓慢。

模态2 [t1,t2]：在t1时刻，VD1和VD4导通，电源电流Iin的流通路径再次发生变化，Iin几乎全部经VD1、S1、S4和VD4注入谐振网络，如图5b所示。为了使Cb不再抽取较大电流而影响谐振网络工作，谐振电容Cp应远大于旁路电容Cb。谐振网络输入电压vpri在电源电流激励下逐渐增大，如图4b所示。Cb、CS2和CS3两端电压受vpri钳位，vpri的增大在这三个电容上产生了位移电流并对其充电，但充电电流较小而不影响谐振网络正常工作。CS2和CS3的充电电流分别流过VD2和VD3，直至vpri增大到峰值时停止，本模态结束。

模态3 [t2,t3]：在t2时刻，vpri增大至峰值，随后逐渐减小。t2之前，vpri在CS2和CS3中产生流过VD2和VD3的位移电流，而在t2之后，CS2和CS3中的位移电流方向改变，流过辅助电容CVD2和CVD3，使VD2和VD3开始承受逐渐增大的反向电压vVD2和vVD3，同时vS2和vS3逐渐减小，如图4b和5c所示。S2（S3）和VD2（VD3）电压之和等于vpri，因此vS2和vS3下降率小于vpri，当vpri减小为零时，vS2或vS3还未减小至零，如图4b所示。在弱感性工作状态下，锁相环控制器检测到vpri过零点后延时一小段时间Δt0才触发S2和S3开通，从而结束该模态。若在本模态中vS2和vS3下降较慢，无法在Δt0内减小至零，开通过程便是硬开通；若vS2和vS3下降较快，在Δt0内减小为零，开通过程便是零电压开通。vS2或vS3下降率由电容比值CVD/CS决定，因此为实现零电压开通，旁路电容CVD1～CVD4需要取足够大的值。假设电路中未加CVD1～CVD4，上述电容比值则取决于二极管寄生电容，该值往往很小而使本模态中S2或S3两端电压下降率很慢，如图4b虚线电压vS3所示，因此无法实现零电压开通。

模态4 [t3,t4]：t3之前S2和S3两端电荷已经被抽取完毕并使反并联二极管导通，因此t3时刻S2和S3的开通不影响电路其余部分的工作状态。直到t4时刻S1和S4关断，此模态结束并且开始下半周期[t4,t8]。此后工作过程与上述模态1～4相似。

由上述4个模态可知，H桥上、下管直通时，Cb两端电压vbus为负，因此不会出现桥臂直通放电。

CVD的取值方法可由模态3分析得出。将模态3中vpri、vS3和vVD3的波形绘成图6的形式，其中S3在vS3在减小为零时立即开通，称为零电压开通临界情形。三个电压满足vpri=vS3+vVD3。图6中ΔVS和ΔVVD分别为vS3和vVD3在模态3内的变化量，ΔVS等于vpri的峰值。Δt0在锁相环控制器中设为定值[12]，而用文献[10,12]的方法可得到vpri的数学表达式，因此ΔVS和ΔVVD可计算得出。CS3和CVD3在模态3内流过相同电流和电荷，所以存在关系为

图6 零电压开通临界情况Fig.6 Critical condition of zero voltage turning on

式（2）称为零电压开通的临界条件。为保证可靠的零电压开通，CVD应大于由式（2）计算出的结果。

由模态1和2分析可得，Cb＞＞CS，Cp＞＞Cb，结合式（2）可知旁路辅助电容Cb和CVD应当满足

由上述分析可知，零电压开关的实现主要取决于辅助电容的取值，与电流、功率大小无关，因此所提出的方法可实现全功率范围内的零电压开关。

4 实验验证

根据表1和表2中的参数，搭建了一台350W实验样机，分别对能量压缩的全功率范围稳定性和旁路辅助电容工作原理进行验证。变压器一次电压、电流分别用探头P5200A和CWT015测量，二次电压、电流分别用探头P6015A和20Ω串联检测电阻来测量，波形用示波器TPS2024记录。

4.1 能量压缩稳定性验证

能量压缩稳定性可从不同功率下的输出电压、电流波形上判断。图7为取电感Ls=35.6μH时分别在70W、205W和350W下测得的输出电压vo和输出电流io波形及其谐波分析结果。负载发生放电时，io上会出现密集的微放电电流。测量半周期内微放电电流的持续时间，可得到放电时间Δtdis。三个功率下的Δtdis较为接近，即功率的改变并未使Δtdis发生太大变化，因此额定功率下实现的能量压缩同样存在于其他功率下，能量压缩状态具有稳定性。图1b表明能量压缩的实现是由于电流io上叠加了3次谐波分量，因此可用图7所示的不同功率下vo和io波形的各次谐波含量来解释能量压缩稳定性：CLLC谐振网络在不同功率下稳定地产生3次谐波电压、电流分量，且其含量与基波分量的比值始终远高于其他高次谐波，使得vo和io波形在不同功率下保持相似的形状，而只在幅值上有所变化。因此，电压、电流波形及其3次谐波含量的稳定性决定了能量压缩的稳定性。负载等效电容随功率增加而增大，使谐振频率在功率调节过程中发生变化，而CLLC谐振网络有四个谐振元件，与LC谐振网络相比，大大削弱了功率变化对谐振频率的影响，并使谐振网络的频率特性变化不大，保证了电源输出稳定的3次谐波分量和电压、电流波形，这便是能量压缩稳定性的根本原因。

图7 不同功率下输出电压和电流波形及谐波分析结果Fig.7 Waveforms and harmonic analysis results of output voltage and output current at different powers

能量压缩稳定性可进一步从不同功率下的材料处理效果上判断。表2中的两组参数只有Ls不同，因而实验样机分别采用这两个Ls值（35.6μH和49.0μH），在不同功率下对聚乙稀薄膜样品处理0.6s，然后测量相应的水接触角。作为参照，采用文献[11]中的电流源并联谐振电源实现正弦电流输出，并在相同条件下处理聚乙稀样品。图8a分别给出了Ls=35.6μH和Ls=49.0μH以及在正弦输出情况下水接触角值随功率的变化情况。图8b给出了相应条件下测得的实际放电时间比例随功率变化的情况，以及用“基波与3次谐波叠加近似法”估计出的各功率下的最大目标放电时间比例kdis-max和最小目标放电时间比例kdis-min。结合图8a和图8b可知，在额定功率350W下，当Ls=35.6μH时kdis从正弦情况的0.53压缩到0.33，相应地使接触角从66.7°减小为62.1°；相反地，当Ls=49.0μH时kdis从0.53拉伸到0.69，相应地使接触角从66.7°增大为70.5°。由此表明，能量压缩增强了表面处理效果，而能量拉伸削弱了表面处理效果。不仅如此，由图8可知，各个功率下的能量压缩或能量拉伸趋势总保持与额定功率下相同，接触角减小或增大的效果在全功率范围内都稳定地存在。同时，当Ls=35.6μH和Ls= 49.0μH时，实测的kdis在全功率范围内分别逼近目标kdis-min和目标kdis-max。因此，上述实验结果证明了CLLC谐振网络能够实现全功率范围内稳定的能量压缩，在功率大范围变化的场合始终能够提升表面处理效果，同时也验证了能量压缩稳定性判据的合理性。处理效果随时间衰退的特性将在后续研究中进一步探讨。

图8 不同电感Ls和功率Po下测得的水接触角和放电时间比例Fig.8 Water contact angles and discharge time ratios measured with different inductanceLsand powerPo

4.2 零电压软开关验证

电流源逆变器的有源开关S1～S4选用IGBT IKW15N120H3，其寄生电容CS=75pF左右，串联二极管VD1～VD4选用快恢复二极管IDP18E120。根据式（3）给出的旁路辅助电容Cb和CVD的选取原则，取Cb=6.6nF（三支2.2nF电容并联），CVD=2.2nF。在PSIM中对图1的电路进行仿真，输入电流Iin用理想电流源实现。图9给出了额定功率下在增加旁路辅助电容前后逆变器的仿真和实验波形，用以验证旁路辅助电容在实现ZVS中的作用。图9中的实验波形逼近仿真结果。若无旁路辅助电容，开关管S3两端电压vS3在幅值减小时变化缓慢，不能紧跟着逆变器输出电压vpri减小而减小，使得S3开通时两端尚有电荷存在，因此开通过程为硬开通；S3关断使桥臂换流，ipri减小，同时vS3快速上升，因此关断过程为硬关断，如图9a和图9b所示。若电路中增加旁路辅助电容，vS3在幅值减小时其变化率接近vpri，S3开通时vS3已经减小为零，因此开通过程为零电压开通；S3关断使ipri减小为零，随后vS3缓慢上升，因此关断过程为零电压关断，如图9c和图9d所示。未加辅助电容时ipri的实际波形接近理想方波，而增加辅助电容后，由于Cb抽取了部分输入电流，ipri的脉动增加，并且在ipri过零点附近多出了一小段电流近似为零的时期，这段时间对应于vS3的缓慢上升阶段。因此，上述仿真和实验结果与零电压软开关的理论分析相吻合。

图9 软开关仿真和实验波形Fig.9 Simulation and experimental waveforms of soft-switching

5 结论

本文提出了一种可在全功率范围内通过介质阻挡放电能量压缩提升材料表面改性效果，同时具备可靠宽范围软开关能力的电流源CLLC并-串联谐振型等离子体驱动电源。通过对电流源CLLC谐振电路进行分频叠加描述，提出了一种放电能量压缩在全功率范围内稳定性的判断方法，从而证明了CLLC谐振网络所实现的放电能量压缩效果在整个功率变化范围内都稳定存在。同时，通过给电流源逆变器增设辅助电容，并依据简单的参数设计原则选取电容值，便可构建电流旁路通路，实现开关管的零电压开关和放电电源的高效运行。因此，电流源CLLC并-串联谐振型等离子体驱动电源是一种适用于材料表面处理的有效方案。

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A Current-Fed Resonant Plasma Source with Energy Compression Over Full Power Range

Hao Shiqiang1Chen Changyi1Li Wuhua1Gu Xiaowei2He Xiangning1
（1. College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China 2. School of Informatics and Electronics Zhejiang Sci-Tech University Hangzhou 310018 China）

A current-fed resonant plasma source is proposed for the atmospheric-pressure dielectric-barrier-discharge surface treatment. The energy transfer time in each period is compressed over the full power range by constructing a parallel-series resonant tank, which improves the surface treatment effects at different powers. A method for judging the energy compression stability over the full power range is also developed. And then, by adding bypass auxiliary capacitors in the inverter, the current bypass channels are established. Hence, the power device zero-voltage-switching and the inverter high- efficiency operation were achieved. The auxiliary capacitance selection principle is derived. Finally, a 350W prototype was built. The experimental results verified the accuracy of theoretical analysis. It is shown that the proposed resonant plasma source is an effective solution for the surface treatment.

Dielectric barrier discharge, surface treatment, energy compression, plasma source

TM46

郝世强 男，1988年生，博士研究生，研究方向为高压等离子体驱动源和等离子体工业应用。

E-mail: sqhowe98@163.com

李武华 男，1979年生，教授，博士生导师，研究方向为大容量功率器件应用和高性能变流器拓扑。

E-mail: woohualee@zju.edu.cn（通信作者）

国家自然科学基金（51407156），浙江省自然科学基金（LY14E070009），浙江省科技厅公益技术应用研究计划（2016C33018）资助项目。

2016-04-18 改稿日期 2016-05-19