一种超宽带数字移相器设计方法

张洪刚，刘洛琨，菅春晓，张先锋，郑小雨

(信息工程大学 信息系统工程学院，河南 郑州 450001)



一种超宽带数字移相器设计方法

张洪刚，刘洛琨，菅春晓，张先锋，郑小雨

(信息工程大学 信息系统工程学院，河南 郑州 450001)

基于矢量合成理论，采用混合微波集成电路技术，提出了一种超宽带数字移相器的设计方法．该方法通过调节两路正交信号的幅度合成得到第一象限内不同幅相的矢量，采用三级级联的结构实现对输入信号的360°移相．运用此方法设计制作了一款超高频、超宽带6位数字移相器．该移相器在相对带宽57%的工作频带内，相位均方根误差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB，当应用在宽工作带宽、窄瞬时信号带宽的相控阵天线时，通过划分频带分段修正使幅度不平衡度降低到 2.5 dB 以下，同时减小相位均方根误差至3.0°以下，满足某型相控阵天线的需求．

矢量合成;混合微波集成电路;超宽带;数字移相器;相位均方根误差;相控阵天线

移相器作为相控阵天线实现波束扫描的重要器件，人们始终没有停止对其宽频带、高精度、高集成、低成本等方面的追求．根据移相器的相位是否连续变化可分为模拟移相器和数字移相器．数字移相器的设计方法很多，基于矢量合成理论的设计方法是其中一种．该方法最早用来设计模拟移相器[1]，后来广泛应用到数字移相器的设计中[2-3]．目前，采用矢量合成理论设计移相器的方法国外使用得较多[4-7]，国内也有报道[8-10]．在设计移相器时，为了满足体积小的要求，一般采用单片微波集成电路(Monolithic Microwave Integrated Circuit， MMIC)技术[11]，将移相器各级制作在同一块半导体基片上，但有时出于成本考虑也会选择牺牲体积而使用混合微波集成电路(Hybrid Microwave Integrated Circuits，HMIC)技术[12]．使用单片微波集成电路技术制作的矢量合成移相器一般工作在较高频率，若在较低频率使用单片微波集成电路技术制作幅度平坦、反射系数较小、相位均方根误差较小的矢量合成移相器，则难度较大[13-14]．

基于矢量合成理论，采用混合微波集成电路技术提出了一种超宽带数字移相器的设计方法．该方法采用3级级联结构设计移相器，其中第1级采用两个可调衰减器(或可变增益放大器)调节正交功分器输出的两路正交信号的幅度，然后合成得到第一象限内不同幅相的矢量，第2和第3级分别实现90°、180°移相，3级级联能够实现对输入信号的360°移相．当使用该方法设计制作宽工作带宽、窄瞬时信号带宽相控阵天线的移相器时，在满足最大瞬时信号带宽需求的前提下，可对其工作频带进行划分，并对每段的相位状态进行修正，从而提高移相精度并降低幅度不平衡度．最后，运用此方法设计制作了一款工作在超高频(Ultra High Frequency，UHF)波段的超宽带6位数字移相器，各项指标满足设计要求．

1 设计原理与方法

矢量合成移相器的基本原理是由两个不相等的基准矢量合成得到一个参考矢量，再通过改变两个基准矢量的幅度或相位合成得到相对参考矢量变化了的和矢量．根据此原理，采用正交功分器得到两正交的基准矢量; 采用可调衰减器(或可变增益放大器)改变基准矢量的幅度; 采用正交功分器和单刀双掷开关组合实现90°相对移相; 采用180°功分器和单刀双掷开关组合实现180°相对移相; 3级级联可实现360°移相．设计的超宽带数字移相器的原理框图如图1所示．

图1 超宽带数字移相器的原理框图

V1=C1

第1级的输出信号V1通过第2级的正交功分器，再次被等分为两路正交信号V2I和V2Q．第2级的单刀双掷开关通过选择不同的通路可以得到不同象限的输出结果．例如选择I路，可以得到第一象限的输出信号 V2= C2sin(ω t+ θ1)；选择Q路，可以得到第二象限的输出信号 V2= C2sin(ω t+ π/2+ θ1)．

第2级的输出信号V2通过第3级180°功分器，可以得到同向矢量V3I和反向矢量V3Q．由于第2级有两种输出结果，所以同向矢量信号和反向矢量信号也各有两种情况，则第3级的单刀双掷开关通过选择不同的通路，可以得到4个象限的输出结果，分别为

其中，A4=B4．

若第1级使用两个6位数控衰减器，则I、Q两路各有64个状态，第一象限可组合得到 4 096 个状态．同理，在第二至第四象限也各有 4 096 个状态．实际使用时，当移相器第1级处于I路不衰减、Q路最大衰减状态，第2级单刀双掷开关接通I路，第3级单刀双掷开关接通I路时，输入信号通过该状态所得到的输出信号作为0°参考状态; 当第1级处于Q路不衰减、I路最大衰减状态，第2级单刀双掷开关接通I路，第3级单刀双掷开关接通I路时，输入信号通过该状态所得到的输出信号作为第1级的最大移相状态，两者的差值即为第1级的最大相移量．将其余所有状态相对于0°参考状态归一化，结果如图2所示．最终设计的N位数字移相器的2N个状态即为图2中某一圆上间隔 360°/ 2N均匀分布的2N个状态．图2中的圆为 N=6 时的结果．此外，通过调节图2中2N个状态所在圆的半径，可以实现对输入信号幅度的调节．

图2 相对0°状态归一化后的星座图图3 存在移相盲区的星座图

由于实际的正交功分器、180°功分器的两路输出信号的相位差在工作频带内不会恒等于90°、180°，功分器、合路器、单刀双掷开关的两支路的插入损耗不会完全相同，同一支路的插入损耗在工作频带内有波动，所以实际制作的移相器存在以下问题:

(1) 若第1级最大相移量远小于90°，或第2级相移量远小于90°，或第3级相移量远小于180°，则设计的移相器会存在移相盲区．如图3所示，若α和β均大于移相器步进，此区域内的相移量将无法实现，即存在移相盲区．

(2) 若功分器、合路器、单刀双掷开关的两支路的插入损耗差别太大，或者某一支路插入损耗在频带内波动太大，则均会造成星座图在整个频带内不同程度的畸形．

为避免出现上述问题，制作移相器时可采取如下措施:

(1) 第1级在工作频带内所有频点最大相移量大于90°．

(2) 第2和第3级在工作频带内各频点相移量接近90°、180°，其中通过改变两支路的微带线长度差可实现相移量的改变．

(3) 选用两支路插入损耗差别不大且各支路插入损耗随频率变化不大的功分器、合路器和单刀双掷开关等器件．

(4) 当设计的移相器应用在宽工作带宽、窄瞬时信号带宽的相控阵天线时，可通过划分频带分段修正的方法提高移相器的移相精度，降低移相器的幅度不平衡度．

2 应用实例

2.1 结构设计

运用上述方法设计制作了一款工作在UHF波段的超宽带6位数字移相器．该移相器工作频带为f1～f5(按2Δf等间隔分布)，相对带宽为57%，第1级选用两个6位、步长为 0.5 dB、最大衰减量为 31.5 dB 的衰减器调节I、Q两路信号的幅度．考虑到此种结构的移相器插入损耗较大，在移相器第1级之前加入了放大器以减小整个移相器模块的损耗．由于该移相器由3级级联而成，任何一级不满足指标要求都会影响整体性能，为了能够对移相器的各级进行单独测试，各级均加入了测试端口．最终，根据移相器理想模型，充分考虑上述问题，在先进设计系统(Advanced Design System，ADS)中设计的移相器版图如图4所示．

图4 移相器的版图

2.2 测试结果

根据该移相器的仿真版图设计的移相器实物如图5所示，模块面积为 10.83 cm× 4.96 cm，除去多余测试端口后的面积为 9.5 cm× 3.5 cm．为了确定移相器的各级性能及整体性能，并最终得到需要的64个移相状态，对其进行了分级测试和级联测试．在分级测试时，由于移相器第1级状态太多，所以只测试最大相移量．这里需要注意，测试时所有不使用的端口均未焊接电容，即处于断路状态．

图5 超高频波段移相器实物图图6 三级的仿真结果与测试结果

分级测试的3级测试结果如图6所示，可以看出测试结果与仿真结果基本一致，但也有稍许差别．这主要是因为仿真时没有考虑电容的寄生电阻及焊接带来的影响．此外，板材参数的稍许变化、加工存在的误差等也会影响测试结果．观察结果还可以发现，移相器第1级的最大相移量在工作频带内超过90°，第2和第3级的相移量在工作频带内也都接近理论值90°、180°，保证了最终设计的移相器在工作频带内没有移相盲区．

由于移相器状态很多，使用自动测试系统对其进行级联测试，最终测得的星座图如图7所示．观察结果发现，在中心频点f3处星座图比较规整，与理想情况接近，但在频点f1和f5处星座图已经明显畸形，这样在频点f3处得到的64个相位状态在其他频点相位状态已经改变．

图7 移相器不同频点的星座图

最终筛选得到一组全频带内64个移相状态的控制码，其对应的S参数、63个相位状态(相对于0°参考状态)及相位均方根误差如图8所示．观察发现，输入输出端口反射系数分别小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，移相时的幅度变化范围为 -2.5 dB～ -6.5 dB，幅度不平衡度小于 3.0 dB，相位均方根误差最小仅为0.62°．但是，距离中心频率越远，相位均方根误差越大，最大处小于3.80°．

图8 超高频波段超宽带6位移相器测试结果

针对某型相控阵天线的工程需要，对该移相器的工作频带以Δf(Δf大于最大瞬时信号带宽)为间隔进行均匀划分，对每一段的移相状态进行修正．但是，当信号出现在各段的交点处时，应该选用该点左右哪一段的64个控制状态需要进一步讨论．为此，将除两端之外的各段的长度左右各延长 Δf/2，而最高频率和最低频率的两段只分别向低频方向和高频方向延长 Δf/2，这样每段都有重叠．最后，对各段的相位状态及幅度不平衡进行修正，修正后的结果如图9所示．

图9 移相器分频带工作特性

观察结果发现，幅度不平衡度得到改善小于2.5 dB；相位均方根误差整体优于未划分的情况，在低频端均方根误差小于3°，高频端均方根误差小于2°．进一步分析发现，位于中心频点左侧的交点处的相位均方根误差，左侧一段优于右侧一段;位于中心频点右侧(包括中心频点)的交点处的相位均方根误差，右侧一段优于左侧一段，而幅度不平衡度基本是交点右侧一段优于左侧一段．实际使用时可以根据对相位精度和幅度不平衡度的不同要求，合理选择交点处的控制状态．

3 总 结

基于矢量合成理论，笔者采用混合微波集成电路技术提出了一种超宽带数字移相器的设计方法．文中对该方法的工作原理进行了理论分析，指出了设计时避免移相盲区的方法是保证第1级最大相移量在全频带内大于90°，同时使第2和第3级的相移量尽可能地接近90°、180°．为了减小星座图畸形，需要选用两支路插入损耗差别不大且各支路插入损耗随频率变化不大的功分器、合路器和单刀双掷开关等器件．运用此方法设计制作了超高频波段工作频带相对带宽57%的超宽带6位数字移相器．该移相器各级测试结果与仿真结果吻合，能够以5.625°步进实现0°～360°移相，输入输出端口反射系数分别小于 -15.0 dB 和 -17.1 dB，相位均方根误差小于3.8°，幅度不平衡度小于 3.0 dB．划分频带分段修正后相位均方根误差小于3.0°，幅度不平衡度小于 2.5d B．目前该移相器已成功用于某型相控阵天线．

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(编辑：郭 华)

Novel design method for the ultra-wideband digital phase shifter

ZHANGHonggang，LIULuokun，JIANChunxiao，ZHANGXianfeng，ZHENGXiaoyu

(School of Information System Engineering, Information Engineering Univ.,Zhengzhou 450001, China)

Based on the vector sum theory, using the hybrid microwave integrated circuits (HMIC) technology, a novel method of designing Ultra-wideband digital phase shifter is proposed. By adjusting the magnitude of two orthogonal signals to obtain different amplitude and phase vectors in the first quadrant, this method adopts the structure of three-level cascade to realize a 360° phase shift of the input signal. Using this method, a UHF band ultra-wideband six bit digital phase shifter is designed and fabricated. In the working frequency band of the 57% relative bandwidth, the phase shifter has the RMS phase error of less than 3.8°, and amplitude imbalance of less than 3.0 dB. When applied in the phased arrays antenna, which has a wide working band and narrow instantaneous signal bandwidth, the amplitude imbalance is decreased to less than 2.5 dB and the RMS phase error is reduced to less than 3.0°, by dividing the frequency band for piecewise correction. It meets the need of a certain type of phased array antenna.

vector sum; hybrid microwave integrated circuits; ultra-wideband; digital phase shifter; root mean square phase error; phased array antenna

2015-07-22

时间：2016-04-01

国家863计划资助项目(2013AA013603)

张洪刚(1990-)，男，信息工程大学硕士研究生，E-mail: zhanghongganghappy@163.com．

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.tn.20160401.1622.044.html

10.3969/j.issn.1001-2400.2016.06.022

TN623

A

1001-2400(2016)06-0129-06