双RCD箝位的双管正激变换器研究

宁平华，陈乐柱，丁鑫龙，夏兴国

（1.马鞍山职业技术学院电气工程系，马鞍山243031；2.安徽工业大学电气与信息工程学院，马鞍山243002）

双RCD箝位的双管正激变换器研究

宁平华1，陈乐柱2，丁鑫龙2，夏兴国1

（1.马鞍山职业技术学院电气工程系，马鞍山243031；2.安徽工业大学电气与信息工程学院，马鞍山243002）

针对传统单管和双管DC-DC变换电路分别存在的高开关应力与低占空比的不足，提出一种双RCD箝位的双管正激变换电路，并对该电路进行了稳态分析及仿真与样机试验验证。结果表明，该电路不仅可将最大可调占空比由普通双管时的0.5提升至0.8左右，而且能使最大开关应力较单管有大幅下降，同时，系统具有开关应力低和可调占空比高的优点。

RCD箝位；双管正激；DC变换器；连续电流模式CCM；断续电流模式DCM；PSpice

引言

单开关管DC-DC变换电路具有结构简单低成本的优点。但是，由于开关管要承受过大的开关应力，所以故障易发稳定性不高［1-4］。普通双管DC-DC变换电路与单管相比，单位开关管电压应力下降了一半。但是，PWM占空比不能超过50%，不能满足开关电源在高输入轻载工况下的调压需求［5-12］。

针对该情况，本文提出具有双RCD箝位的双管正激变换电路，为该问题的解决提供一种思路。

1　变换器电路原理

由于单管变换电路开关应力高，而普通双管变换电路虽然开关应力降低，但占空比不能超过50%限制。文献［2］提出一种单RCD复位的双管变换电路，可以将占空比提高到57%左右，但该电路在低输入电压、重载情况下将不能进一步提高占空比获得稳定输出，且两开关管开关应力不同，S1关管时应力高于S2，若选用同型号，则易造成S1过压烧毁或S2开关性不能有效发挥等问题。本文提出一种双RCD双管正激变换器，如图1所示。它具有双RCD箝位电路，能保证输入在较宽范围变化，尤其是低输入重载时，可以进一步提高占空比，从而得到稳定输出［14］。

图1　变换器总体电路Fig.1　Overall circuit of converter

2　箝位的双管变换器稳态分析

为简化驱动电路，图1中使用具有两个次级绕组完全相同的变压器T1来保证开关管M1和M2同时通断。电路在断续模式 DCM（discontinuous current mode）和连续模式CCM（continuous current mode）时波形分别如图2所示。图中，Vmg为开关管M1、M2的栅极G控制信号，Vt和It分别为开关变压器T2原边电压和电流，Im1为注入M1漏极D的电流，Id1为流经箝位管D1的电流，Vc1为箝位电容C1上的电压，IL1为流经扼流圈L1的电流，Vs为输入电压，各电压电流的参考方向已在图1中标注。因为两复位支路所使用元器件相同，为简化计算，图中假设Vc1=Vc2=Vc。在一个PWM周期内，DCM工作模式包含7个工作时段；而CCM只包含5个，少了最后2个时段。

图2　不同工作模式时波形Fig.2　Waveforms of different working modes

DCM模式下不同时段的工作器件如图3所示，具体分析如下：

（1）t0～t1时段：M1和M2由断到通，此变化过程很快，所以该时段很短。开关管漏极D和源极S上的电压由0.5 Vs下降到0，该压降转移至T2原边。此时箝位二极管D1、D2和续流二极管D4截止，箝位电容C1、C2分别通过与其并联的复位电阻R1、R2放电。整流二极管D3由断到通，扼流圈L1的电流IL1由0缓慢增加，负载电阻RL1主要依靠滤波电容C3供电。到t1时刻，M1、M2已完全导通。

图3　不同时段的工作器件Fig.3　Working devices in different stages

（2）t1～t2时段：M1和M2导通，励磁电流It逐渐增大，T2原边电压Vt等于输入电压Vs；D3导通，T2副边给L1、C3充电蓄能，同时给负载RL1供电。其他元件状态与t0～t1相同。此状态为正激过程，将能量由电源传递到负载同时给蓄能元件充电。t0～t2参与工作的器件如图3（a）所示。

（3）t2～t3时段：M1、M2由通到断，Vt逐渐减小，It变化趋势由增大变为减小，使T2副边感应电动势反向，D3因承受反压立即截止，副边电流突变为0，因为It为副边电流的1/n（n为T2原副边匝数比），所以It瞬间跌落到空载电流I0（该电流通常为额定电流是5%左右，若不计漏感则为0）。D3截止后，L1经D4续流。

（4）t3～t4时段：由于在t3时刻It跌落至空载电流I0，根据电感电压与电流的关系（此处L取变压器漏感值），此时会产生一个较大的与Vs方向相反的感生电动势，在t4时刻达到与Vs幅值相等。t2～t4参与工作的器件如图3（b）所示。

（5）t4～t5时段：Vt继续沿负向变化，当幅值超过Vs后，D1、D2承受正向压降而导通，由于C1、C2电压Vc1、Vc2此时接近0，所以It瞬间增大，形成一个较大的充电电流，t4时刻工作的器件如图3（c）所示。随后，It继续对C1、C2充电，并将多余能量回馈电源。随着电容两端电压不断上升，电阻R1和R2上的电流不断增加，而It缓慢变小。到t5时刻Vt达到负向最大幅值，对C1、C2充电结束。

（6）t5～t6时段：Vt继续沿正向缓慢增加，It继续通过原来的路径续流，C1和C2分别通过R1和R2放电。IL1继续减至0，D3截止。t6时刻，Vt增加至与-Vs相等，D1、D2截止，该时段结束。t5～t6时段工作的器件如图3（d）所示。

（7）t6～t7时段：C1、C2继续通过R1和R2放电，C3继续为负载RL1供电，此时的工作器件如图3（e）所示。

在工作过程中变压器T2必须满足的伏秒平衡式为

式中，D为占空比。

显然，只要Vc大于0，则可得到Dmax大于50%。

电压增益推导如下。

为简化分析，做以下假设：T2为理想变压器，不计漏感；M1和M2为理想开关，无开通与关断损耗；D3与D4为理想二极管，导通压降为0；L1的电感量与C3的电容量足够大。电路仅有2种状态，通态与断态。在通态时，M1和M2导通，T2的原边电压为Vs，副边电压为Vs/n，D3导通，D4截止，L1上的电压为：Vs/n-Vo；在断态时，M1和M2关断，D4导通，D3截止，L1上的电压为Vo。由稳态下L1也必须满足伏秒平衡公式可得：（Vs/n-Vo）D=Vo（1-D），则电压增益为

3　RCD箝位电路的设计

为达到设计目标，同时简化设计过程，RCD箝位电路设计过程如下：

（1）为提高双管正激电路最大可调占空比，在主电路中设置双RCD箝位电路。

（2）通常，双管正激电路中2个开关管参数相同，为均衡开关管开关应力，2个RCD箝位电路参数也应尽可能一致。

（3）为使开关管在低输入电压重载和高输入电压轻载2种极端不利条件时开关管开关应力尽可能接近。RCD箝位电路参数确定方法以下。

步骤1确定箝位电容的最大充电电压值VC_max，即

式中：VDSS为开关管的最大耐压；Vs_max为最大输入电压；K为安全系数，取0.7～0.9，当工作条件恶劣安全系数要求时应取较小值。

步骤2确定箝位电容值C，即

式中：Lp为高频变压器T2的原边电感量；Ic为t4时刻充电电流值；Vc为电容电压；Vf为开关管关断时副边对原边的反馈电压。

步骤3确定复位电阻R，即

式中：f为变换器的开关频率；C为箝位电容。

4　仿真验证及结果分析

在PSpice软件中建立仿真模型，将占空比D定义为参数val，设置其取值为［0.4，0.5，0.6，0.7，0.8，0.9］，通过时域参数扫描方式得到仿真波形，模型和波形如图4所示［13］。从仿真结果可以看出，双RCD双管正激变换器模型最大可调占空比可以达到0.8。当其超过0.8后，D的增加反而使输出电压变低；在低于0.8时，随着占空比上升，单位占空比对输出电压的提升效果逐渐下降。

图4　仿真模型及结果Fig.4　Simulation model and results

5　实验结果与数据分析

为验证该电路的实际工作性能，制作了1台直流输入电压100～250 V，输出24 V/10 A的直流变换器样机，其主要参数如下：开关频率f取60 kHz，2个功率开关管M1和M2选用IPB50R299CP，整流二极管D3选用1N4007，续流二极管D4使用超快恢复二极管MUR1020，主开关变压器T2变比n=50∶10，原边电感为470 μH，副边电感为95 μH，箝位电容C1和C2均为47 nF，复位电阻R1和R2均取330 Ω，滤波电感L1取47 μH，滤波电容C3为470 μF。

轻载和重载时的波形对比如图5所示。图（a）、（c）、（e）是输入电压250 V，输出电流2 A，即高输入电压轻载时的波形，此时占空比D为13%左右，扼流圈L1中电流有1/3左右的时间为0，模式为DCM。箝位电容C1、C2最高工作电压仅为6 V左右。RCD相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为4.6%，单管最高应力为130 V左右。图（b）、（d）、（f）是输入电压100 V，输出电流10 A，即低输入电压重载时的波形，此时占空比D为76%左右，扼流圈L1中电流均大于7.5 A，模式为CCM。箝位电容C1、C2最高工作电压提升至93 V左右。RCD相对于传统D箝位而言，开关管应力增加率约为186%，单管最高应力为143 V。高输入轻载与低输入重载相比单管应为增加率为10%。两种模式中单管最高应力较为平衡，对开关管开关指标最佳性能发挥较为有利。而对于单管正激变换器，为简化分析，忽略因原边过大电流变化率而引起过电压，即使在以上理想情况下，单管最大开关应力应为250 V。因此，相对于单管而言本电路能将单管最大开关应力减少42%左右。

图6给出了该样机在低输入100 V和高输入250 V时，不同负载电流时的效率曲线。从曲线可以看出低输入时最高效率出现在4 A左右，高输入时最高效率出现在8 A左右。整机在不同工作条件下效率在90%～97%之间，损耗较低。

图5　轻载和重载时波形对比Fig.5　Waveforms comparison of light load and heavy load

图6　100 V和250 V输入时不同负载电流的效率曲线Fig.6　Efficiency curves of different load currents when 100 V and 250 V input

6　结语

通过以上分析可知，双RCD箝位电路可扩展传统双管正激变换器最大可调占空比近30%，同时具有低电压应力的优点。该方案可为设计宽输入范围的开关电源提供一种参考。

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Research on Dual Switch Forward Converter with Dual RCD Clamp

NING Pinghua1，CHEN Lezhu2，DING Xinlong2，XIA Xingguo1
（1.Department of Electrical Engineering，Maanshan Technical College，Maanshan 243031，China；2.School of Electrical and Information Engineering，Anhui University of Technology，Maanshan 243002，China）

In view of high switch stress of traditional single switch DC/DC converter and low duty ratio of traditional dual switch DC/DC converter，a dual switch forward convert circuit with dual RCD clamp is proposed，then the steady-state analysis，simulation and prototype test are done for the circuit.Results show that the circuit can not only improve maximum adjustable duty ratio from 0.5 in traditional dual switch converter to about 0.8，but also make a significantly drop on switch stress relative to single switch converter.At the same time，the system has the advantages of low stress and high adjustable duty ratio.

RCD clamp；dual switch forward；DC converter；continuous current mode（CCM）；discontinuous current mode（DCM）；PSpice

宁平华

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.124

TM46；TM13

A

宁平华（1982-），男，通信作者，硕士，讲师，研究方向：电力电子与机电一体化技术，E-mail∶124946232@qq.com。

陈乐柱（1964-），男，硕士，硕士生导师，研究方向：电力传动与变频调速、电力电子装置及保护、电能质量，E-mail∶chenle zhu@163.com。

丁鑫龙（1983-），男，硕士，实验师，研究方向：检测技术与自动化装置，E-mail∶447303428@qq.com。

夏兴国（1983-），男，硕士，讲师，研究方向：电力电子及其控制技术、自动化控制技术，E-mail∶874126043@qq.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.131TM 715文献标志码：A

2015-12-30

安徽省高校省级优秀青年人才基金重点资助项目（2013SQRL145ZD）；安徽省高校省级自然科学研究重点资助项目（KJ 2016A696）。

Project Supported by the Foundation for Young Talents in College of Anhui Province Under Grant（2013SQRL145ZD）；Intercollegiate Key Project of Nature Science of Anhui Province （KJ2016A696）