基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法

游林旭王锐凤郭谋发

（1. 福州大学电气工程与自动化学院，福州 350116；2. 国网福建省电力有限公司技能培训中心，福建 泉州 362000）



基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法

游林旭1王锐凤2郭谋发1

（1. 福州大学电气工程与自动化学院，福州 350116；2. 国网福建省电力有限公司技能培训中心，福建 泉州 362000）

级联 H桥多电平逆变器适用于各种高电压、大电流的场合；载波移相正弦脉宽调制（CPS-SPWM）技术易于实现，等效载波频率高，已成为级联多电平逆变器使用最广泛的调制方法。采用了一种可节省硬件资源的改进型载波移相调制方式，在对其调制原理进行详细分析的基础上，利用PSCAD/EMTDC软件搭建级联H桥多电平逆变器的软件仿真模型，结合基于IPM模块实现的物理实验系统，研究了载波频率对逆变器输出电压谐波特性的影响。仿真及实验结果均表明改进型CPS-SPWM技术能够使逆变器的输出电压波形趋近正弦波，并降低其畸变率。

级联H桥；载波移相；载波频率；谐波特性；PSCAD/EMTDC

多电平逆变器是一种可以利用输入的多级直流电压合成所需输出电压的电力电子系统，近年来已成为电力电子技术中的研究热点。根据主电路的拓扑结构差异，多电平逆变器的研究主要涉及三类：二极管箝位型、飞跨电容型和级联H桥型。其中，级联H桥结构被广泛运用于光伏发电系统、有源滤波器（APF）、静止同步补偿器（STATCOM）、配电网接地故障消弧装置等不同的场合及电路拓扑当中［1］。由于其拥有模块化相对容易、适合拓展、控制方法相对简单等优点，具有十分广阔的应用前景，因而国内外学者对其开展了大量的研究。

逆变器的调制策略对系统的输出性能有至关重要的影响，因此研究调制策略具有重大意义。级联H桥逆变器调制方法的研究，目前主要可以分为以下两类：空间矢量脉宽调制法和载波脉宽调制法。空间矢量脉宽调制法具有直流电压利用率高、开关损耗小等优点，在五电平以下的电路中应用较广；但随着电平数的增加，其控制算法会变得十分复杂，不易实现。载波脉宽调制法因其具有实现方便、等效载波频率高等优点，已成为当今级联H桥多电平电路普遍采取的调制方法，但其也存在如多级联需要多个定时器、谐波含量较大等问题［2］。

图1　级联H桥拓扑结构

本文介绍了级联 H桥多电平逆变器的拓扑结构，以一个两级联逆变器为例，采用单极性倍频SPWM 调制方式，对其载波移相调制策略进行了分析。在此基础上，搭建了软件仿真模型和物理实验系统，研究了载波频率对输出电压谐波特性的影响。仿真和实验结果验证了理论分析的正确性。

1 级联H桥多电平逆变器工作原理

级联H桥逆变器的基本单元是一个单相全桥逆变电路，其拓扑结构如图2所示。电路中包含了四个可控的电力电子开关器件（如IGBT），直流侧接入一个直流电压源Vdc，交流侧可接负载。

图2　全桥逆变电路

通过控制开关器件的状态，即可达到控制交流侧输出电压的目的。当导通开关的组合不同时，输出电压Vo有以下三种形式，见表1。

表1　开关组合及输出电压Vo

根据上述原理，级联H桥多电平电路将多个全桥逆变电路串联，使同一相多个逆变桥的输出电压叠加在一起。这样既达到了增加输出电压的电平数、改善其波形的目的，同时又提高了装置的容量。对于一个N级联的H桥多电平逆变器，若采用适当的调制方式，便可使其产生 2N+1个电平，其最大输出电压值Vomax=NVdc，最小输出电压值为Vomin=-NVdc。例如，两级联H桥逆变器（N=2）可输出一个电压值分别为 2Vdc、Vdc、0、-Vdc、-2Vdc的五电平交流电压。

2 载波移相调制技术

载波移相正弦脉宽调制技术（Carrier Phase Shifted Sinuous Pulse Width Modulation，CPS-SPWM）适用于大功率电力电子装置，是目前级联H桥逆变器较为成熟、运用较为广泛的调制策略，其基本原理是使用三角载波和正弦调制波进行比较，产生PWM驱动信号。

假设三角波周期为T且对应360°的相角，根据移相角度α的不同，主要有两种载波移相方式：α=360°/N，称为全周期移相；α=180°/N，称为半周期移相。当级联数N=偶数时，采用全周期或者半周期移相方式会对逆变器输出电压波形和谐波特性有较大的影响，其中半周期移相的调制方式效果较好；而当级联数N=奇数时，移相方式对逆变器的输出电压波形和谐波特性并不会有影响［3］。因此，本文统一采用半周期移相方式进行分析。

对于一个可以输出2N+1个电平的N级联H桥型多电平逆变器，CPS-SPWM的基本思路可分为两类（分别称为方案1和方案2）。

1）若整个装置仅使用1个正弦波作为调制波，则N单元就需要2N个幅值、频率均相同的三角载波与调制波进行比较，产生2N组PWM驱动信号去驱动2N个桥臂的开关器件，各H桥单元的输出电平叠加就得到接近调制波形的多电平PWM波形。这些三角载波依次错开180°/N的相位角，然后再与同一个调制波比较。

2）若整个装置使用2个幅值、频率均相同，但相位相差180°的正弦波作为调制波，则N单元仅需要N个幅值、频率均相同的三角载波与调制波进行比较，同样产生2N组PWM驱动信号。这些三角载波仍须依次错开180°/N的相位角，然后再与调制波比较。

下面以一个两级联H桥五电平逆变器为例，结合方案2来说明CPS-SPWM的调制过程。首先分析第一个H桥单元的调制过程。针对图2提到的单元结构，其调制原理如图3所示。其中，ur1（t）为T1、T2对应的调制波，ur2（t）为T3、T4对应的调制波，二者相差180°的相角；uc1（t）为三角载波；g1、g2、g3、g4分别为T1、T2、T3、T4的PWM脉冲信号波形；vo为该单元的输出电压波形。对于左桥臂，当正弦波ur1（t）比三角波大时，对T1提供高电平脉冲，即使T1导通；由于T2的PWM波形与T1互补，因此对T2提供低电平脉冲，T2处于关断状态。反之，当正弦波 ur1（t）比三角波小时，T1关断，T2导通。同理，对于右桥臂，当正弦波ur2（t）大于三角波时，使T3导通，T4互补关断。反之则T3关断，T4导通。最终H桥将输出一个三电平的交流电压。

图3　CPS-SPWM原理

同理，将上述调制原理应用到第二个H桥单元中。需要注意的是，相比于第一个单元，第二个单元的两个调制波均不变，但在时域中，载波 uc2（t）比uc1（t）滞后了T/4（其中T为三角波的周期）。图4所示为两级联H桥五电平逆变器的三角载波和调制波在时域中的分布情况。

图4　三角载波和调制波的分布情况

3 物理实验系统设计

为进一步验证CPS-SPWM调制策略，以两级联H桥五电平逆变器为研究对象，搭建了物理实验系统。其中，硬件部分主要包括CPU控制模块、光纤收发电路、IPM智能功率模块及其外围接口电路、缓冲电路与交流侧负载；软件部分主要包括 CPSSPWM调制程序。

3.1硬件结构

如图5（a）所示，当系统处于工作状态时，CPU采用CPS-SPWM方式产生PWM驱动信号，并将其以光纤为传输介质，经由光纤发送及接收电路送达接口电路，从而控制逆变器产生交流电压波形。

图5　物理实验系统

系统各主要硬件如下：

1）CPU控制模块：核心控制模块基于STM32F407VGT6芯片开发而成。

2）光纤传输装置：级联 H桥变流器被广泛运用于高电压、大电流的场合，若不施加保护或者隔离措施，来自工作环境中不同电压等级的电气杂讯可能会干扰主控制模块的正常运行。考虑到光纤不受强电干扰和电气信号干扰，抗电磁脉冲能力也很强，为使该系统具有更高的实用性，保证信号能被可靠地传输，在CPU控制模块与IPM外围接口电路之间加入光纤收发电路，以实现控制部分与驱动部分的电气隔离。

光纤收发器选用安捷伦公司生产的HFBR-1521光纤发送器与HFBR-2521光纤接收器。该组收发器信号传输率可达 5MBd，传输距离最大为 30m，隔离电压为5kV。

3）IPM智能功率模块及其外围接口电路：IPM模块是一种兼有GTR与MOSFET优点的开关器件，其内部集成了IGBT的驱动和保护电路。选用4个三菱公司的半桥型IPM模块PM300DV1A120，其单个IGBT的耐压水平为1.2kV。

IPM模块的外围电路主要由光耦驱动电路与故障信号传输电路组成。IPM的驱动光耦选用安捷伦公司生产的高速、高共模比的 IPM 专用驱动光耦HCPL-4504。

4）缓冲电路：IGBT关断时会产生瞬时的浪涌冲击过电压，可能击穿 IGBT导致设备损坏。为保护电路免受过电压的冲击，采用图6所示的简单缓冲电路，将一交流电容C跨接在一桥臂的两端，其适用于小容量IGBT装置（＜50A）。

图6　物理实验系统结构

5）交流侧负载：逆变器输出侧接入一个纯阻性负载R=50Ω。

3.2软件设计

所采用的 STM32F407VGT6 CPU带有 ARM Cortex-M4处理器内核，内置两个高级定时器。每个高级定时器有6路两两互补的PWM输出通道，并且可设置死区时间，便于产生PWM驱动信号。

若采用调制方案 1，两级联五电平逆变器在实现载波移相调制时，需要4个三角载波信号；并且对于同一个H桥的左右两个桥臂，二者载波信号的相位需相差180°。然而STM32F407芯片仅有两个可设死区时间的高级定时器，且同一个定时器的不同通道是同时计数并输出PWM波的，即一个定时器只能产生一个三角载波信号。因此本文采用方案2中的改进型CPS-SPWM方式，使同一H桥单元中左右桥臂的调制波信号相反，从而调制过程仅需使用2个三角载波信号。两种方案的调制效果相同，但方案2可节省定时器资源，能够在不增加硬件的情况下实现更多级联数的控制。

程序流程如图7所示。在进行相关初始化程序之后，则执行调制子程序，在子程序中对两个高级定时器分别进行功能配置，其主要步骤包括设置调制波的频率及数值、三角载波的时基与周期、定时器的PWM模式及其死区时间、定时器中断等。之后，在主程序中于不同的时间点开启定时器，从而达到使两个载波移相的效果。两个调制波均为由20个采样点构成的正弦波，每进入一次定时器中断，调制值将被改变一次。主程序的最后，只需等待CPU产生PWM信号。

图7　CPU程序流程图

4 仿真与实验结果

4.1仿真结果

本文利用PSCAD/EMTDC软件搭建一个如图8（a）所示的三级联 H桥七电平逆变器仿真模型，其驱动信号由图8（b）所示的调制模块提供。为改善谐波特性，设置调制比 mr=0.9；正弦调制波频率fr=50Hz；为研究三角载波频率对输出电压波形的影响，将三角载波频率分别设置为fc=500Hz、1kHz、2kHz和 5kHz；每一单元的直流侧电源电压 Udc= 1kV；交流侧负载R=50Ω。

图8　仿真模型

当 fc=500Hz时，单个 H桥单元的输出侧电压u1的波形及其幅频特性分别如图 9（a）和（b）所示，逆变器的输出侧总电压uo的波形及其幅频特性分别如图9（c）和（d）所示。

图9　fc=500Hz仿真输出电压波形及FFT分析

单个H桥逆变电路的输出电压为一个三电平的交流电压，其谐波成分较为复杂且谐波含量较大，主要含有 20次附近的谐波；电压总谐波畸变率为54.12%。逆变器的输出侧总电压为一个七电平的交流电压，其谐波成分主要为60次附近和其他一些更高次的谐波，电压总畸变率为22.44%。可见相比单个H桥电路，级联H桥逆变器的输出侧电压波形更接近正弦波，其谐波成分相对简单，畸变率也有所降低。

当fc=1kHz、2kHz和5kHz时，逆变器输出侧总电压 uo的幅频特性分别如图10（a）、（b）、（c）所示；其主要谐波次数及畸变率见表2。

通过对比可知，载波频率会影响输出电压的特性：随着载波频率的升高，输出侧总电压的畸变率有所降低；主要谐波次数也会随着载波频率的提高而增大，这降低了高频滤波器的设计难度。

图10　不同载波频率下的仿真输出电压FFT分析

表2　不同载波频率下的总电压畸变率

4.2实验结果

实验参数选择如下：调制比 mr=0.9；正弦调制波频率fr=50Hz；三角载波频率fc=20fr=1kHz；死区时间tdt=5μs；每一单元的直流侧电源电压Udc=10V。

同一桥臂中上下两个IGBT的PWM驱动信号波形如图11所示。每组驱动信号均互补且存在死区时间，以防止上下两管出现同时导通的情况。

图11　同一桥臂的PWM驱动信号

接入缓冲电容前后，IGBT两端的电压Uce的波形分别如图12（a）和（b）所示。电压尖峰从22V下降到了12V，IGBT得到了较为有效的保护。

图12　IGBT两端电压波形

单个H桥和级联H桥的输出侧电压波形分别如图13（a）和（b）所示。实验结果与仿真结果一致，即将H桥单元级联之后，输出电压的波形更接近正弦波。

图13　逆变器输出侧电压波形

5 结论

本文以级联H桥多电平逆变器为研究对象，采用半周期移相CPS-SPWM方式，分析了其工作原理及调制过程。之后利用PSCAD/EMTDC软件，搭建了一个三级联H桥七电平逆变器的仿真模型，对不同载波频率下的输出侧电压波形进行了幅频特性分析。仿真结果表明，随着载波频率的提高，输出电压的主要谐波次数升高，畸变率降低。此外，本文还以两级联H桥五电平逆变器为对象，搭建了物理实验系统，实验结果验证了硬件设计和参数选择的有效性以及理论分析和仿真结果的正确性。

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［2］郑征，闫飞，邹瑾. 级联多电平逆变器载波移相调制法的优化研究［J］. 工矿自动化，2014，40（1）：75-79.

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［6］李建林，许鸿雁，高志刚，等. 级联H桥五电平变流器工况分析与验证［J］. 电工技术学报，2007，22（4）：85-91.

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Controlling Method of Cascaded H-bridge Multilevel Inverter based on CPS-SPWM Technique

You Linxu1Wang Ruifeng2Guo Moufa1
（1. College of Electrical Engineering and Automation，Fuzhou University，Fuzhou 350116；2. State Grid Fujian Technical Training Center，Quanzhou，Fujian 362000）

Cascaded H-bridge multilevel inverter is appropriate for varies occasions of high voltage and large current. Carrier Phase Shifted Sinuous Pulse Width Modulation （CPS-SPWM）technique is apt to realize，which has high equivalent carrier frequency，has been the most widely used modulation technique on cascaded multilevel inverter. In this paper，an improved method of carrier phase shift modulation method is adopted which needs less hardware resources. On the basis of detailed analysis on its modulation principle，a simulation model of cascaded H-bridge multilevel inverter is built using PSCAD/EMTDC software. Combining a physical experimental system based on IPM modules，the influence of carrier frequencies is studied on the harmonic characteristic of inverter output voltage. The simulation results and experiment results both show that improved CPS-SPWM technique can make the output voltage of inverter approach to sinusoidal wave better and reduce its distortion factor.

cascaded H-bridge； carrier phase shift； carrier frequency； harmonic characteristic；PSCAD/EMTDC

游林旭（1992-），男，硕士研究生，研究方向为配电网自动化。

甘肃省电力公司重点科技项目（2013101003）