基于环形谐振器的平衡式带通滤波器

张诚 施金 杜明珠 林垄龙 徐凯

(1.南通大学电子信息学院,南通 226019;2. 南京大学,南京 210033)

基于环形谐振器的平衡式带通滤波器

张诚1施金1杜明珠2林垄龙1徐凯1

(1.南通大学电子信息学院,南通 226019;2. 南京大学,南京 210033)

提出了一种基于多模环形谐振器实现的平衡式带通滤波器,其主要由加载了电阻和短路枝节的环形谐振器和两对平衡端口构成. 所提出的滤波器能够以单个谐振器获得差模的双模响应,并且具有结构简单,共模抑制高,带宽可进行有限控制(4% ～ 9%)的优点. 为验证理论预期的可实现性,在RO4003C基板上设计了一个工作在1.87 GHz的平衡式带通滤波器. 实验结果表明该滤波器的20-dB阻抗匹配带宽为8.9%,中心频率处的插入损耗为0.86 dB,在1 ～ 3 GHz频率范围内的共模抑制大于30 dB.

环形谐振器;平衡式带通滤波器;电阻加载;短路枝节加载;共模抑制;

引 言

平衡式器件由于具有较强的抗噪声、抗干扰性能,而被广泛应用在无线通信系统中.滤波器是无线通信系统重要的部件之一,因此平衡式滤波器的研究受到了广泛关注,平衡式滤波器能够构建差分通带并同时抑制共模信号.针对平衡式滤波器的设计,近几年出现了很多种实现方式.文献[1-2]提出了一种基于集总参数谐振器实现的平衡式滤波器,但受限于集总参数本身的限制,电路无法在高频工作.文献[3-7]提出了基于分布参数实现的平衡式滤波器;其中文献[3-5]提出了基于基片集成波导实现的平衡式滤波器,基片集成波导的使用使得该类型的滤波器能够获得较高的品质因数.文献[6]提出了一种使用缺陷地来减小平衡式滤波器电路尺寸的方法,但其缺点是会增加额外的加工成本.文献[7]给出了基于耦合线结构实现的平衡式滤波器,耦合线结构的使用使得该类型的滤波器获得了结构紧凑、简单的优点.上述平衡式滤波器都是以单模谐振器构建而成,因此实现双模响应需要两个谐振器.

多模谐振器构建而成的滤波器能够在单一谐振器的情况下实现多模响应.目前,多模谐振器主要应用于单端式滤波器的设计.Wolff首先提出了环形双模谐振器[8]并构建了单端式滤波器,通过在该谐振器正交面引入扰动元件来激励出两个简并模,从而实现双模响应.为了在不增加谐振器个数的情况下增加频带选择性,人们提出了很多不同形式的多模谐振器包括双模[9-10]、三模[11-12]甚至四模[13]谐振器并用于单端滤波器的设计.但是目前利用多模谐振器实现的平衡式滤波器比较少.文献[14]给出了基于多模谐振器实现的平衡式滤波器,对称式多模谐振器的使用实现了宽频带、高频率选择性的性能.

本文提出了一种加载一对短路枝节和一对电阻的新型多模环型谐振器并应用于平衡式带通滤波器的设计.该设计和传统的实现多模平衡式滤波器的设计相比,具有结构简单、共模抑制高、带宽可进行有限控制等优点.为明确该滤波器的设计流程,本文分析了该滤波器的工作原理,最终设计了一个工作在1.87 GHz的实际案例,该案例验证了理论预期.

1 滤波器设计

图1 所提出的平衡式带通滤波器示意图

图1是所提出的平衡式滤波器的示意图,其主要由加载了电阻和短路枝节的环形谐振器和两对用来给环形谐振器耦合馈电的微带结构构成,其中①、○1′为输入平衡式端口,②、○2′为输出平衡式端口;环形谐振器上加载的电阻和短路枝节分别位于水平对称轴和垂直对称轴与谐振器的交点处.由于这个环形谐振器为中心对称结构,所以可以对其进行差模和共模分析.

1.1 差模分析

当对所提出的平衡式滤波器进行差模激励时,此时水平对称面等效为电壁,所以环与水平对称轴的交点为虚拟短路,因此差模等效电路可由图2(a)所示.差模等效电路中的谐振器为两端接地、中间加载短路枝节的微带结构;又因为差模等效电路沿垂直方向对称,所以可以对差模等效电路下的谐振器进行奇偶模分析,得到图2(b)和(c)所示的奇偶模等效电路.

(a)平衡式滤波器差模等效电路

(b)谐 振器的奇模 (c)谐 振器的偶模 等效电路 等效电路图2 差模等效电路的奇偶模分析

图2(b)和(c)中对应的输入导纳可分别表示为:

(1)

(2)

式中:Z是传输线的特性阻抗;d,l是传输线物理长度, 如图2所示;β为传播系数.当输入导纳虚部为零时,谐振器产生谐振; 根据式(1)和式(2)可获得谐振器的奇偶模谐振条件分别为:

(3)

4tan2(βl)tan (βd)-3tan (βl)-2tan (βd)=0.

(4)

从式(3)和式(4)可知：奇模谐振频率与d无关,且总长度需为半波长; 而偶模的谐振频率与d有关.图3给出了随d变化的差模等效电路中的谐振器奇偶模谐振频率.从图中可知,d的大小不会对奇模谐振频率(fdo)产生影响,而偶模谐振频率(fde)会随d的增大而下移; 当d趋近于0时,谐振器的奇偶模谐振频率相同.

图3 随d变化的奇偶模谐振频率(l=25 mm)

1.2 共模分析

当对环形谐振器进行共模激励时,此时水平对称面等效为磁壁,所以环与水平对称轴的交点为虚拟开路,因此共模等效电路可由图4(a)所示.共模等效电路中的谐振器为两端加载电阻、中间加载短路枝节的微带结构; 又因为共模等效电路沿垂直方向对称,所以可以对共模等效电路下的谐振器进行奇偶模分析,得到图4(b)和(c)所示的奇偶模等效电路.

(a) 平衡滤波器共模等效电路

(b)谐 振器的奇模 (c)谐 振器的偶模 等效电路 等效电路图4 共模等效电路的奇偶模分析

共模条件下,谐振器的奇偶模等效电路都存在电阻,将吸收部分共模信号,等效为共模外部品质因数的降低,因此该电阻能够起到提高共模抑制和改善共模抑制带宽的作用.

2 案例设计

图5是所提出的平衡式带通滤波器的实际结构图,其在图1的结构基础上进行了折叠以缩小尺寸.设计所采用的基板为RO4003C,其介电常数εr=3.38,损耗角正切为0.002 7,基板高度为0.813mm.该滤波器的设计指标如表1所示.

f0/GHzWFB|Sdd11|/dB|Scc21|/dB1.878.8%<-20<-30

2.1 差模通带设计

所提出的平衡式带通滤波器的差模耦合拓扑结构如图6所示,其中黑圈1和黑圈2分别为谐振器差模工作时的奇模和偶模谐振模式, 其谐振频率分别为fdo和fde,且这两种谐振模式之间没有耦合,两个白圈分别代表滤波器的差模源(输入)和负载(输出).实线代表源或者负载与差模谐振器的耦合(MSi或者MiL,i=1, 2).通过表1所示的差模设计指标,得到所需要的差模耦合矩阵[15]为:

图6 所提出的平衡式滤波器拓扑结构

式中: S和L分别代表该滤波器的源和负载; 1和2分别代表图6中的谐振器1和2.

通过Mii(i=1,2)可计算得到差模工作条件下的谐振频率[16],

(5)

式中:f0为滤波器的中心频率; Δf为绝对带宽;fi(i=1, 2)为该滤波器在差模下的奇偶模谐振频率.通过公式(5)计算得到的差模条件下的奇偶模频率分别为1.85 GHz、1.99 GHz.通过MSi(i=1,2)计算得到差模外部品质因数Qe,i[17],其计算公式为:

(6)

计算得到的带通滤波器的差模外部品质因数(Qe,i,i=1,2) 分别为26.5,39.8.

通过计算得到的差模条件下的两种模式的谐振频率,可确定环形谐振器的物理尺寸.首先在d等于零的条件下,此时两模式的谐振频率(fdo,fde)重合,且为f2,得到环的初始物理尺寸; 再依据图3中fde随d的变化规律,使fde=f1,此时得到d的初始物理尺寸.

通过外部品质因数的拟合,从而确定滤波器的馈电结构.具体拟合过程为: 首先,设定初始馈电结构参数(g、s),得到相对应的仿真外部品质因数Qe,i(i=1, 2)[18],可通过如下公式计算得到:

(7)

式中:ωi(i=1,2)表示谐振器各个模式的谐振频率; Δωi±90°(i=1,2)表示以谐振频率为中心上下各偏移90°时所对应的频宽, 如图7所示.再者,调节馈电结构参数(g,s),使得仿真外部品质因数与理论外部品质因数相一致,从而确定馈电结构参数 (g,s).

如果在上述过程中确定的尺寸参数所对应的初

图|随频率变化的相位曲线

图8 短路枝节的长度相等时其长度对|的影响

图9 短路枝节的长度不相等时其长度 对|的影响

2.2 共模抑制设计

共模工作条件下,谐振器中的电阻将起到吸收相应的共模信号和提高滤波器共模抑制的作用.

图10和图11是所述滤波器加载不同电阻值对共模抑制的影响.从图10可知,若加载的电阻一致时,电阻的加载能够显著提高共模抑制带宽,且在R=R1=20 Ω时,获得了最佳共模抑制性能; 从图11可知,若加载的电阻不一致时,R1的变化对共模抑制的影响相对较小.

图10 加载电阻值相等时其大小对共模抑制的影响

图11 加载电阻值不相等时其大小对共模抑制的影响

2.3 设计流程

1) 根据设计指标确定所需要的差模耦合矩阵,计算得到差模的谐振频率及差模Qe,i.通过差模谐振频率,确定谐振器的物理尺寸.通过差模Qe,i拟合确定耦合馈电结构参数(g、s).因此可以得到滤波器的初始响应.

2) 通过调节d和d1来微调差模带宽.

3) 根据加载电阻与共模抑制的变化规律及对共模抑制的设计要求,确定所加载的电阻的大小.

2.4 结果

根据设计指标和设计步骤,可得出所设计的平衡滤波器样品(图5)的尺寸参数为:W1=1.86 mm,W2=1.5 mm,W3=0.5 mm,W4=1.2 mm,G1=1.8 mm,G2=1 mm,G3=0.7 mm,G4=2 mm,D=0.6 mm,d=d1=2 mm,g=0.7 mm,S1=4.75 mm,S2=4.4 mm,S3=7.2 mm,l0=23 mm,加载电阻(R=R1)为20 Ω.

所设计的平衡式带通滤波器由Keysight N5230C四端口矢量网络分析仪测试,它可以直接测试电路的共模和差模的S参数响应.图12是该滤波器的仿真与测试结果.测试结果显示,所设计的滤波器的中心频率为1.87 GHz,对应通带的插入损耗为0.86 dB,对应的相对带宽为8.9 %.同时,在1 GHz到3 GHz的频带范围内共模抑制大于30 dB.

图12 所设计滤波器的仿真与测试结果

表2是本设计与已发表的基于多模谐振器的带通滤波器的性能对比.从表2可知,所提出的多模平衡式滤波器针对窄带设计,具有结构紧凑,共模抑制高的优点.

表2 与已发表的基于多模谐振器的

3 结 论

文中提出了一种基于环形谐振器的平衡式通带滤波器,并给出了详细的理论分析及设计步骤.在单个谐振器的情况下,该滤波器实现了差分模式下的双模响应; 加载的短路枝节可以更好地控制通带的带宽,提高了带通滤波器的设计自由度; 加载电阻能有效提高滤波器的共模抑制带宽.通过实际测试表明此平衡式滤波器符合理论分析及理论预期.

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杜明珠 (1989-), 男,江苏人,南京大学电子科学与工程学院博士研究生,研究方向为人工电磁材料.

Balanced bandpass filter using ring resonator

ZHANG Cheng1SHI Jin1DU Mingzhu2LIN Longlong1XU Kai1

(1.DepartmentofElectronicandInformationEngineering,NantongUniversity,Nantong226019,China;2.NanjingUniversity,Nanjing210033,China)

A balanced bandpass filter (BPF) using multi-mode ring resonator is proposed, which is configured by two pairs of balanced ports and a ring resonator with loaded resistors and shorted stubs. The proposed filter can get dual-mode differential-mode response with single resonator, and it has the advantages of simple structure, high common-mode suppression and finite controllability of bandwidth (4%-9%). A prototype at 1.87 GHz is designed on RO4003C substrate to verify the theoretical prediction. Measured results show that the 20-dB impedance matching bandwidth is 8.9%, the insertion loss at the center frequency is 0.86 dB and the common-mode suppression is greater than 30 dB from 1 GHz to 3 GHz.

ring resonator; balanced bandpass filter; resistor loaded; loaded shorted stub; common-mode suppression

10.13443/j.cjors.2016092301

2016-09-23

国家自然科学基金(61471209)； 江苏省研究生科研创新项目(KYLX16_0970)； 江苏省六大人才高峰 (2013-XXRJ-010)

TN713+.5

A

1005-0388(2016)06-1046-07

张诚 (1993-),男,江苏人,南通大学电子信息学院研究生,研究方向为微波电路/天线.

施金 (1979-),男,江苏人,南通大学电子信息学院博士生导师,博士,研究方向为微波电路/天线.

张诚, 施金, 杜明珠, 等. 基于环形谐振器的平衡式带通滤波器[J]. 电波科学学报,2016,31(6):1046-1052.

ZHANG C, SHI J, DU M Z, et al. Balanced bandpass filter using ring resonator[J]. Chinese journal of radio science,2016,31(6):1046-1052. (in Chinese). DOI: 10.13443/j.cjors.2016092301

联系人： 施金 E-mail: jinshi0601@hotmail.com

DOI 10.13443/j.cjors.2016092301