基于碳化硅功率器件的光伏逆变电路设计

谢芳娟，谭菊华，彭岚峰

（南昌大学科学技术学院，江西南昌 330029）

基于碳化硅功率器件的光伏逆变电路设计

谢芳娟，谭菊华，彭岚峰

（南昌大学科学技术学院，江西南昌 330029）

文中基于对碳化硅（SiC）功率MOSFET器件的理论研究，设计了用于大功率光伏逆变的ZVT PWM Boost逆变器电路。针对基本的逆变器电路结构并结合ROHM公司的SiC功率器件特性，优化了电路中的其他元器件参数。针对逆变器主电路结构以及实际光伏逆变过程中的需求，确定了驱动芯片选型和电路模块的拓扑结构。最后文中使用OrCAD Capture CIS软件对逆变器的主电路和控制驱动电路模块进行模拟仿真，验证了逆变器的功能。所设计的逆变器仿真结果表明，其效率为98.15%，与Si基的IGBT电路相比在效率方面提高了3.15%。

ZVT PWM Boost逆变器；SiC；驱动电路

太阳能被认为是一种“洁净永续”的自然资源，具有分布广泛、无处不在的优点，因此太阳能电站理论上可以被建设在任何有阳光的地方[1]。

但是太阳能电池接收太阳光转化为电能并不能直接被人们利用，需要特定的传输方式到达电网才能被有效利用。太阳能电池组件被排列成为阵列，光生电流被收集在一起储存在蓄电池中，需要一个变换系统将蓄电池中的直流电变换为交流电以满足电网需求[2]。光伏逆变器能够在太阳能阵列与电力系统之间架起一座桥梁，将直流电转化为并网系统一致的交流电，在电力传输过程中需满足高效、高频，低功率密度以及高可靠性[3]。

通常光伏逆变器的电路采用DC-DC拓扑结构与逆变器级联的方式，其中DC-DC的主要实现升压，确保前级电压与后级电压相匹配；在该种电路级联结构中，前级的DC-DC电路至关重要，对于整个逆变器的功能、效率以及体积均有较大影响。在该逆变器中DC-DC这部分电路能够抬升太阳能光伏阵列所得直流电压，将电压值变换成并网所需的电压值大小，此过程中，必须保证输出电压值在增大到预定数值且在该范围内恒定，同时在转换过程中为了减小传输过程中电能损耗，需要尽可能高的转换效率[4]。

1 SiC材料及SiC功率器件

SiC是宽禁带半导体材料，其在电学、热力学等方面具有诸多优点，因此适用于制作功率器件，主要表现在以下方面：禁带宽度大，具有低的电离率，表现为不易发生碰撞电离和击穿电压高，饱和速度和电子迁移率均优于Si器件。这使得SiC器件在高频电路应用方面极具潜力，低导通电阻能有效减小热损耗，同时SiC材料具有高的热导率，能够在大电流高功率应用环境下迅速散发热量，适用于高温环境[5]。

本文基于Rohm株式会社的SiC MOSFET SCH2080KE[6]和SiC肖特基二极管SCS220KE[7]搭建逆变器的主电路，下面分别介绍2种器件的主要参数。

SCH2080KE是一种内部封装SiC-SBD的N沟道SiC功率MOSFET，具有导通电阻低，开关速度快及易于驱动、并联的特点，表1为SCH2080KE主要参数。

表1 SCH2080KE主要参数Tab.1 Main parameters of SCH2080KE

SCS220KE是一种SiC-SBD，主要参数如表2所示。

表2 SCS220KE主要参数Tab.2 Main parameters of SCS220KE

2 BOOST电路技术

DC-DC拓扑结构中，BOOST升压电路是目前最常见的一种结构。具有结构简单；稳定性高的特点。该电路能够将低压电压转换成为高压直流电压，在太阳能光伏逆变方面与电网并网应用中，具有广泛的应用前景。

BOOST电路是一种电路中无隔离装置的升压调整器，在电容、电感、MOSFET和二极管均理想器件的情况下，BOOST电路的基本工作过程如下：在开关接通时，在电感中会有逐渐增大的电流，且所输入的电能被转换为磁能并存储在电感中，在该情况下，二极管处于关断状态，电容放电，因二极管的存在而导致电流流向输出端，从而维持输出端的电压不变。当在电容充分大的情况下，可认为输出电压维持不变；在开关关断时，所述二极管导通，从而电流经由二极管流向输出端。此时，电容将从电感流过的电流存储起来，并经数个周期之后使电压逐步提升，从而实现了升压功能。因此，升压电路之所以能实现升压功能，主要原因包括如下2个方面：一是在开关管导通时电感存储电能；二是电路中的电容充分大以维持输出电压。

3 主电路方案

光伏系统中的每个光伏阵列的电压约为40 V，而电网为220 V/50 Hz，因此为实现并网，首先需要采用升压DC-DC将光伏阵列的电压升高到400 V。

3.1 电路设计

文中所设计的ZVT-PWM BOOST逆变器电路的主要参数如下：

1）输入电压：100 V；

2）输出电压：400 V；

3）纹波系数：0.5%；

4）转换效率：98.15%；

5）启动时间：20 ms。

ZVT-PWM BOOST逆变器包括主电路、驱动电路和控制电路3个模块，如图1所示。

图1 ZVT-PWM Boost逆变器电路结构Fig.1 Structure of ZVT-PWM Boost invertor

3.1.1 主电路设计

在ZVT-PWM BOOST逆变器中，主电路将100 V左右DC电压升高至400 V以实现电能转换。主电路中包括：肖特基二极管、功率MOSFET、电容和电感等元件，如图2所示。

在此主电路中，Cout为输出电容，L为主电感；Lr为谐振电感，Cr为谐振电容，Ct为缓冲电容，且Lr、Cr和Ct构成谐振网络；D1、D2、D3、D4为能量和电流通路；T1、T2、T3、T4、Tr1和Tr2为SiC功率MOSFET，其中T1、T2、T3、T4为电路中的主开关，Tr1和Tr2为电路中的辅助开关。与ZVT-PWM BOOST逆变器相比，所述电路结构仅添加了肖特基二极管D3与D4和缓冲电容Ct，其中Ct的作用是：在通过主电感对谐振电容Cr进行充电时，缓冲电容Ct同时被充电，因此在主开关关断时，减小了电压的变化速率，从而降低了主开关的关断损耗；在辅助开关关断时，D3开启，Lr通过D3将能量传输至Ct，Ct的电压增大，因此在辅助开关关断之后，其电压增大，从而减小了辅助开关的关断损耗。

3.1.2 元件选择和参数设计

文中所设计的4 kW逆变器的输入电压Vin=100 V，输出电压Vout=400 V，在此假定输出电流为Iout=10 A。由以上可知，大功率逆变器在连续的电感电流模式下工作，通过BOOST电路中的输入电压和输出电压可得到占空比D1为

代入数值后计算得到D1=0.75。

主电感L：当Iin、Iout、Vin、Vout和D1均确定时，工作模式由L的大小决定，当在连续模式下工作时

计算可得到L≥90 μH。

输出电容Vout：假定纹波电压限值为ΔVout，则

当纹波电压为1 V时，电容值应大于75 μF。

谐振电容Cr和缓冲电容Ct：在主开关接通之前，当电感与电容谐振时，Cr与Ct并联并影响谐振时间；在主开关与辅助开关关断期间，Cr与Ct减小了主开关和辅助开关电压的上升速率，经验值为Cr=5 nF，Ct=15 nF。

谐振电感Lr：Lr根据谐振时间和辅助开关的接通时间来确定。辅助开关的接通时间通常约为周期的0.1倍，在本文中为1 μs，在其接通时，Lr的电流线性上升时间与谐振时间之和应＜1 μs，从而可得到

通过计算可以得到Lr≤10 μH。

在主电路中，采样网络中的电阻值必须充分大，从而使损耗足够低。根据损耗及控制信号电压的要求，电阻取值为R1=98 kΩ，R2=2 kΩ，R3=300 kΩ，R4=1 kΩ。输入滤波电容为Cin=10 μF，输入采样网络中的滤波电容为C1=0.047 μF，输出采样网络中的滤波电容为C3=2 200 pF。

图2 ZVT-PWM Boost主电路Fig.2 Main circuit of ZVT-PWM Boost

3.1.3 驱动电路设计

本文的驱动电路主要要求如下：向SiC功率MOSFET提供的峰值电流和驱动电压必须是足够的；对控制电路及主电路进行电气隔离；在栅极与源极之间提供负关断电压，从而彻底关断MOSFET。

文中所选择的驱动电路基于驱动芯片MIC4124，图3中示出了所述驱动电路。主电路中的主开关和辅助开关分别由M1和M2来表示。电路模块主要包括驱动芯片MIC4124和辅助隔离电源，隔离电源对MIC4145进行供电。驱动电流在导通和关断时分别为2.6 A和1.5 A。

在所述驱动电路中，U5和U4为辅助隔离电源模块，E1经由U4向芯片MIC4124提供了20 V的工作电压，E2经由U5向MOSFET的S极提供了2 V电压；由控制电路产生的控制信号PWM_A和PWM_B分别经由高速光耦U2与U3在其输出端获得脉冲信号Ain和Bin。辅助隔离电源U5的低电压电平为所述信号的参考电平。分别经由MIC4124的INA引脚以及INB引脚将Ain和Bin输入，并在输出引脚OUTA和OUTB处获得输出信号Aout和Bout，以分别用于对主开关和辅助开关进行驱动。

驱动电路的R1和R2为栅极驱动电阻，取值为5 Ω。二极管D用于防止主电路中的大电流进入驱动电路。

图3 驱动电路Fig.3 Driver circuit

3.2 电路仿真

本文重点设计了逆变电路中的功率主电路模块，并在orCAD capture CIS软件中搭建了电路，同时对其进行详细仿真分析。

3.2.1 驱动电路仿真

图4示出了驱动电路的输出信号用于控制主开关和辅助开关。可以看出，驱动电路功能上保持控制电路的输出信号时序不变。同时，驱动电路实现了在负栅源电压下关断，关断电压为-2 V。

图4 驱动电路输出信号Fig.4 Output of the driver circuit

图5示出了驱动电路能够提供的峰值电流，可见所述驱动电路可提供的关断峰值电流和开启峰值电流分别为2.3 A和1.5 A。

3.2.2 主电路仿真

图6示出了ZVT-PWM BOOST逆变器工作期间，主电路中用作主开关的功率器件的漏源电压及电流曲线。当主开关开启后电流上升，同时主开关两端电压下降至0 V，从而实现ZVS。波形中漏源电压下降至0 V且电流上升前有一小段为负值，原因在于其间主开关中的反并联二极管导通，从而有负电流，当主开关接通时，反并联二极管中存在恢复电流，因此出现了电流尖峰，由于此时电压为0 V，故并未产生功率损耗。

图5 驱动电路峰值电流Fig.5 Peak current of the driver circuit

图6 主开关漏源电压及电流Fig.6 Voltage and current of the main switch

图7示出了主开关接通时漏源电压和电流以及功耗。由图7可知功耗基本上为零，从而实现ZVS。

图7 主开关接通期间漏源电压及电流Fig.7 Voltage and current when the main switch is opened up

图8示出了主开关关断时漏源电压和电流以及功耗。在关断瞬间存在一定的损耗，但该损耗较小，对应的瞬时值不到1 kW。

图8 主开关关断期间漏源电压及电流Fig.8 Voltage and current when the main switch is shut down

图9示出了辅助开关漏源电压和电流曲线。

图9 辅助开关漏源电压及电流Fig.9 Voltage and current of the pilot switch

图10示出了辅助开关接通瞬时电压和电流以及损耗。在辅助开关接通时，由于所在谐振支路上谐振电感电流不会发生突变，从而基本实现了零电流开启，且接通尖峰损耗比较小。

图11示出了辅助开关关断期间电压和电流及损耗。在辅助开关关断时，由于缓冲电容，电压上升速率减缓，并与电流波形重叠区域较小，从而降低了损耗。

3.3 效率分析

根据ZVT-PWM BOOST电路的仿真结果，本文中方案的转换效率为98.15%。下面理论估算所述电路结构的最大转换效率（仅考虑导通损耗）。

文中设计的功率为4 kW，若不考虑开关损，则电路中主要损耗为主开关和辅助开关的接通损耗。文中当SiC功率MOSFET的漏源电压为400 V时，导通电阻为约160 mΩ，由于主开关中并联了4个MOSFET，辅助开关中并联2个MOSFET，因此主开关与辅助开关的导通电阻分别约为40 mΩ和80 mΩ，导通电流的平均值约为40 A，在周期10 μs内，主开关和辅助开关的导通时间分别约为7.5 μs和1 μs，从而可计算得到一个周期内主开关和辅助开关以及输出二极管导通损耗分别占逆变器输入功率的0.9%、0.3%以及0.3%，这些是电路中的主要损耗，故而理论上的效率应为98.5%。由于仿真中的效率为98.15%，由此可知电路中开关损耗＜0.35%。

图10 辅助开关接通期间漏源电压及电流Fig.10 Voltage and current when the pilot switch is opened up

图11 辅助开关关断期间漏源电压及电流Fig.11 Voltage and current when the pilot switch is shut down

在相同的条件下，若采用Si基器件用于电路中的开关元件，则逆变器仿真效率将降低至约95%，可见SiC材料比Si基逆变器效率高约3.15%，SiC材料器件的应用显著提高了逆变器的效率。

4 测试结果

本文使用Allegro软件来设计PCB板，通过对元件布局规划以及关键布线设计，来保障电路测试的可行性，并且进行制板和元件焊接。主要测试了控制电路，验证了所设计电路的可行性。

由图12可知，信号3和信号4互补，频率为48.5 kHz，约为预先设定的频率100 kHz的一般。

图12 SG3525测试波形Fig.12 Test waveform of SG3525

图13示出了过流保护电路的测试结果，信号4是电路中电压比较器同相端的电平，信号2为SG3525的11引脚输出，信号3为SG3525的14引脚的输出。当电流比较小时，电压比较器同相端输出电压比反相端输出电压小，电压比较器输出低电平，没有封锁SG3525的11引脚和14引脚，从而SG3525和控制电路工作正常。

图13 过流保护功能测试图Fig.13 Functional test diagram of over-current protection

5 结语

本文详细仿真了功率ZVT-PWM BOOST逆变器中的各项参数，并得出转换效率及相应的性能指标，所设计的电路与预期目标相符合，最终证实了功率电力应用中SiC功率MOSFET的优势。同时，本文证实了所设计的控制电路的可靠性。

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[6]ROHM Co.，Ltd.SiC MOSFET SCH2080KE datasheet[EB/ OL].（2015-11-1）[2016-06-30].http://www.ROHM.com.

[7]ROHM Co.，Ltd.SiC MOSFET SCS220KE datasheet[EB/ OL].（2015-11-1）[2016-06-30].http://www.ROHM.com.

A Design of PV Inverter Circuit Based on SiC Power Device

XIE Fangjuan，TAN Juhua，PENG Lanfeng
（College of Science and Technology，Nanchang University，Nanchang 330029，Jiangxi，China）

This paper presents a ZVT PWM Boost inverter circuit designed for high power photovoltaic inverter based on the theoretical study of the SiC power MOSFET device.The other element parameters in the circuit are optimized for the basic inverter circuit structure in combination with the SiC power device characteristics of ROHM Corp.The type of driver chips and the topological structure of circuit modules are determined according to the main circuit structure and the requirements in the actual photovoltaic inverter processes.Finally，the main circuits and the control and driver circuit modules of the inverter are simulated by using OrCAD Capture CIS，and functions of the inverter have been verified.The simulation results indicate that the efficiency of the designed inverter can reach 98.15%，improved by 3.15%compared to the Si based IGBT circuits.

ZVT PWM Boost inverter；SiC；driver circuit

2016-05-12。

谢芳娟（1985—），女，硕士，讲师，研究方向为通信与信息技术；

（编辑 张晓娟）

2015年度江西省教育科学技术研究项目（GJJ151497）。

Project Supported by the 2015 Annual Educational Science and Technology Research Program of Jiangxi Province（GJJ151497）.

1674-3814（2016）12-0120-06

TN615

A

谭菊华（1980—），女，硕士，讲师，研究方向为信号传输和电子自动化设计。