集成式“V”形永磁体磁通切换电机性能分析

莫丽红， 全力， 朱孝勇， 陈云云

(1.江苏大学电气信息工程学院，江苏 镇江 212013;2.淮阴工学院电子与电气工程学院，江苏 淮安 223003)

集成式“V”形永磁体磁通切换电机性能分析

莫丽红1，2， 全力1， 朱孝勇1， 陈云云1

(1.江苏大学电气信息工程学院，江苏 镇江 212013;2.淮阴工学院电子与电气工程学院，江苏 淮安 223003)

为提高永磁磁通切换电机中永磁体利用率，介绍了一种集成式“V”形永磁体磁通切换电机，分析了其结构特点，对电机绕组空载反电势、转矩特性、损耗以及效率等电磁性能进行了有限元分析并与常规12/10极磁通切换电机进行了比较。研究表明，相对于常规永磁磁通切换电机，该电机结构能有效提高永磁材料的利用率及功率密度。在相同线负荷下，该电机平均输出转矩提高了22.8%，转矩/永磁材料体积比值提高了26.3%，额定负载时输出功率能增加近24%，效率则下降2.1%。总体说来，该电机继承了永磁无刷类电机高效率、高转矩密度、高功率密度的特点，在电动汽车等新能源汽车领域具有应用前景。

磁通切换电机;转矩;有限元分析;涡流损耗;效率

0 引 言

永磁磁通切换(flux switching permanentmagnet，FSPM)电机作为定子永磁型电机的一种类型，其定、转子采用双凸极结构，永磁体和集中绕组均置于定子齿部，转子结构较为简单，且因其转矩密度大，效率高，反电动势正弦性好而受到关注［1-2］。目前，国内外学者对FSPM电机的研究主要集中在电机优化设计、电磁性能分析、定位转矩及转矩脉动抑制措施研究、不同拓扑结构电磁性能比较以及损耗分析等方面。如文献［1-2］分别对永磁式、电励磁磁通切换电机进行了电磁性能分析;文献［3］对FSPM电机空载反电动势进行了详细的谐波分析，并就如何提高反电动势正弦性进行了优化设计;文献［4-6］对轴向磁场FSPM电机定位转矩抑制展开了研究;文献［7］将横向磁场FSPM电机应用于风力发电领域，并进行了电机本体设计、电磁性能分析及相关实验研究;英国Sheffield大学Z Q ZHU教授研究团队则针对FSPM电机建模、定位转矩抑制以及损耗分析等领域开展了卓有成效的工作［8-10］。

永磁电机中由于引入了永磁材料，转矩密度和功率密度相对于普通电机较大，因而其在新能源汽车和风力发电等领域的应用受到广泛关注［11-16］。永磁磁通切换电机中采用了较多块永磁材料，加上永磁体切向交替充磁的“聚磁效应”，使得其转矩密度高于永磁同步电机和定子永磁式双凸极永磁电机。近年来，由于稀土永磁材料价格居高不下，较多的永磁材料用量显著提高了电机的成本，同时该类电机中永磁材料的增加也对电机工作时的温升、散热等条件提出了更高要求。目前对于在满足转矩出力的同时如何提高FSPM电机永磁材料利用率的研究，未见文献报道。本文针对常规12/10极FSPM电机提出了一种采用“V”形永磁体的集成式磁通切换(sandwiched switched-flux and V-shape permanentmagnet，SSFVPM)电机拓扑结构，为便于比较，同样尺寸的传统12/10FSPM电机也在文中进行了详细分析。研究表明，该类电机在继承常规FSPM电机高效率的优点的同时，又有效提高了永磁体利用率及转矩输出能力。

1 电机拓扑结构及电机设计

1.1 拓扑结构

图1(a)为三相12/10极FSPM电机截面，12块永磁体分别嵌入两“U”型定子铁心间，且采取切向交替充磁方式(图1(c));12块永磁体分别与其相邻两侧定子齿构成12个定子磁极，其上布置集中绕组，间隔90℃的4个线圈串联连接成一相。图1(b)为优化后的三相6/10极SSFVPM电机拓扑结构，与图1(a)中FSPM电机结构比较，两电机具有相同的转子结构，均有12块永磁体置于定子上，每个定子磁极上均布置有集中绕组。与FSPM电机结构不同的是，SSFVPM电机有6个定子磁极，每个定子磁极上有两块永磁体，呈“V”型放置，两块永磁体间布置“△”形定子齿，且由于永磁体放置方向的偏移，其充磁方向也略偏移于FSPM的切向充磁(图1(d))，此外每相绕组由相对的两个线圈串联连接而成，增加了绕组面积。

图1 电机拓扑结构Fig.1 M achine topologies

1.2 功率方程

根据文献［1］的分析，FSPM电机的永磁磁链和反电动势均接近正弦波，因此常采用正弦波电枢电流并与空载反电动势同相以获得最大输出转矩。在不考虑电阻时，输出功率为

式中:P1和Po分别为电机输入功率和输出功率;η为电机效率;m和T分别为电机相数和反电动势周期;e(t)、Em、i(t)、Im分别为反电动势瞬时值和幅值、电枢电流瞬时值和幅值。

式(1)中的空载反电动势幅值和正弦波电枢电流幅值可分别表达如式(2)和式(3)所示。

式中:Ps、Pr分别为定、转子极数;kd、ks分别为电机漏磁系数、直槽系数;As、Bgmax分别为电机线负荷、气隙磁密最大值;Dsi为电机定子内径;la为铁心叠片长;n为额定转速;cs为定子齿宽极弧系数。

将式(2)和式(3)代入式(1)中，即得FSPM电机的功率方程为

按照上述分析步骤，当SSFVPM电机的永磁磁链、空载反电动势、电枢电流均接近正弦波时，功率方程可以沿用式(4)进行电机初始设计。

需要指出的是，本文中用于比较的常规三相12/10极FSPM电机和三相6/10极SSFVPM电机均采用直槽(ks均为1)，且定子内径Dsi和线负荷As均相同，但由于定子结构的差异，SSFVPM电机模型的结构参数如定子极数Ps和定子齿宽极弧系数cs均小于常规FSPM电机，而电磁参数如漏磁系数kd、气隙磁密峰值Bgmax及效率η在电机初始设计时可初设粗略值，后续则通过有限元分析获取更加精确的数据并进行优化调整。

1.3 电机参数

表1列出了优化后的的两电机模型尺寸参数，两种电机模型采用相同的汝铁硼永磁材料、转子结构、定子内外径、相绕组匝数及线负荷，此外SSFVPM电机中永磁材料用量少于常规FSPM电机。

2 电磁性能分析

2.1 空载反电动势

图2(a)及图2(b)比较了两电机模型的空载反电动势(n=1 500 r/min)。SSFVPM电机显示出较大的空载反电动势基波幅值，而其波形正弦性相对于常规FSPM电机而言较差。这主要是由于对于常规FSPM电机，单独的线圈组(由径向相对的两个线圈绕组串联而成)A1+A3和A2+A4中两反电动势波形均包含较大的谐波分量，但由于两者相位相差半个周期且方向相反，使得合成的A相反电动势波形消除了大部分谐波，具有较好的正弦性。而SSFVPM电机线圈A1和A2反电动势波形相同且包含较大谐波含量，合成后的A相空载反电动势正弦性较差。表2列出了图2所示波形的谐波分量峰值Anm(n=2，3，…，10)与基波峰值A1m比值数据，其中SSFVPM电机每相绕组反电动势波形中最大谐波分量为二次谐波，总谐波畸变率(THD)为18.3%，远大于常规FSPM电机的0.9%。

表1 电机尺寸参数Table 1 M achine specifications

图2 空载反电动势Fig.2 Open-circuit back EMF

表2 空载反电动势波形谐波分析Table 2 Harmonic analysis of back EMF waveforms

2.2 转矩

图3为转子转速为1 500 r/min时两电机模型的平均输出转矩随iq的变化情况，两电机表现出相似的转矩/电流特性。需要指出的是，当空载及负载电流iq为28A(id=0)时，两电机平均输出转矩近似相等;当iq在0到28A之间时，两电机输出转矩均随电流iq增大而增大，且SSFVPM电机的输出转矩总是大于常规FSPM电机的相应值，两输出转矩的差值在iq为0到14A范围时随iq增大而增大，而在iq为14A到28A范围时则随iq增大而减小。

图4 比较了两电机模型均采用id=0控制策略，在额定负载(iq=11A)且转子转速为1500 r/min时的输出转矩及输入电流波形。在使用较少永磁材料的前提下，SSFVPM电机平均输出转矩(39.3 N.m)相比常规FSPM电机(32 N.m)增长了22.8%，其转矩/永磁体积比(1.97)比常规FSPM电机的(1.56)大，说明永磁材料利用率及转矩输出能力均得到了有效提高。此外，从图4数据可计算SSFVPM电机和常规FSPM电机的转矩脉动系数(稳态转矩峰峰值/稳态转矩最大值与最小值之和)分别为9.5%和23%，说明在提高转矩输出及永磁材料利用率的同时，转矩脉动也大大增加了，这主要是由于反电动势中大量谐波分量及较大定位转矩的存在。

为分析转子极数对SSFVPM电机转矩脉动情况的影响，对其不同转极结构的定位转矩进行了分析。表3列出了11种不同转子极数Nr的SSFVPM电机在转子转速为1 500 r/min时的定位转矩峰峰值Trc及空载反电动势幅值Em，从中可以看出当转子极数分别为11、13、17及19时，定位转矩脉动小于其他7种情况时的相应值。需要注意的是，当转子极数分别为13、17及19时，反电动势也相对较小，且对于奇数转子极数，可能存在不平衡力(unbalanced magnetic force，UMF)的作用，从而增加振动和噪声。图5显示了SFSVPM电机在11到21间6种奇数转极Nr下的UMF，表4为图5中各转子极数下径向力平均值Fmag及波动幅度Fmax-min。可以看出15及21极转子的UMF幅值较少，可以忽略;其他4种结构中，19极转子的UMF幅值波动最大;17极转子电机的UMF幅值最大，其UMF波动最小。

表3 不同转子极数的定位转矩及反电动势幅值Table 3 Cogging torque and back EM F of different Nr

图5 不同转极SSFVPM电机的空载不平衡力Fig.5 Open-circuit UMF of SSFVPM machine

表4 不同转子极数电机的径向力平均值及波动幅度Table 4 UMFmagnitude and UMF ripp le

3 损耗分析

由于6/10极SSFVPM电机中与常规12/10极FSPM电机不同的气隙磁密分布，且含有丰富的谐波分量，永磁体布置方式也发生了变化，因此有必要对两电机模型的损耗进行分析。在忽略机械损耗的前提下，电机损耗主要由永磁体涡流损耗、定转子铁心损耗(定转子均采用硅钢片叠压而成)及铜耗组成。本文主要针对两种电机拓扑结构的铁心损耗和永磁体涡流损耗进行了分析比较。

3.1 铁心损耗

图6显示了常规FSPM电机及SSFVPM电机定子铁耗、转子铁耗及总铁耗随电流变化情况。从图中可得出如下结论:两电机转子铁耗近似相等，随电流波动不大，尤其是对于SSFVPM电机;两电机定子铁耗均随电流增大而增大且SSFVPM电机铁耗始终大于常规FSPM电机的相应值;两电机的总铁耗在空载时近似相等，额定负载时相差约11.7W，随电流变化趋势类似于定子铁耗，两电机总铁耗的差值也随电流增大而增大。

表5列出了两电机模型在额定负载(iq=11 A)及转子转速为1 500 r/min时各部位的铁耗值及其在总铁耗中所占比例。其中“定子△齿”指的是SSFVPM电机6个定子磁极上“V”形永磁体间的“△”形定子齿。从表中观察到常规FSPM电机与SSFVPM电机定子铁耗所占比例均大于转子，分别为67.3%及73.1%;而两电机模型中占总铁耗比例最大的部位分别是定子齿(41.1%)和定子轭(44.1%)，这主要是由于常规FSPM电机中定子齿数量较多的缘故;此外SSFVPM电机总铁耗比FSPM电机的大11.66W，这主要是因为其铁心磁通密度更大的缘故。

图6 不同电流下两拓扑结构电机的铁心损耗Fig.6 Core losses of two machine topologies

表5 额定负载下各部位铁耗Table 5 Core losses of different part

3.2 永磁体涡流损耗

由于定转子均采用硅钢片叠压而成，因此忽略定转子的涡流损耗，仅考虑块状永磁体的涡流损耗。永磁体上的涡流损耗主要是由于永磁材料具有电导性，因此当交变磁场作用于其上时会感应出涡流而产生的。

本文采用有限元方法预测了两种电机模型的永磁体涡流损耗，其中永磁体电导率为6.25×105(Ωm)-1，永磁体涡流损耗随电流变化情况如图7所示。在空载时，SSFVPM电机的永磁体涡流损耗大于常规FSPM电机，分别为247W和95W;在额定负载(iq=8A)时，两电机模型的永磁体涡流损耗值分别为330.5W和111.8W。永磁体涡流损耗随电流增大而大幅度增大，尤其是对于SSFVPM电机，增长幅度更大。

常规FSPM电机及SSFVPM电机空载及额定负载时的永磁体涡流分布及涡流损耗分布情况如图8所示，从图中可以看出两电机额定负载时的涡流损耗均大于空载时的值，且SSFVPM电机在空载及额定负载时的涡流损耗均大于FSPM电机的相应值，这与图7中得出的结论一致;此外还可观察出，由于集肤效应，永磁体涡流及涡流损耗主要分布在永磁体径向两侧端部［17］。

图7 不同iq的永磁体涡流损耗(n=1 500 r/m in)Fig.7 PM eddy losses of different iq

3.3 效率

根据前述分析，6/10极SSFVPM电机相对于常规12/10极FSPM电机，在相同线负荷及转子转速时具有更高的转矩输出能力，即能输出更高的功率，然而其涡流损耗较大，因此对两电机的效率进行了比较分析。

电机效率可表示为

式中:Po是输出功率;PFe、Pe及Pc分别为铁耗、永磁体涡流损耗及铜耗。

两电机效率随输出功率变化情况如如图9所示，在较大输出范围内(1.6 kW到11 kW)，常规FSPM电机(在从88.8%到93.7%)及SSFVPM电机(从83.5%到91.6%)均可获得较大效率，两电机额定效率分别为93.7%及91.6%，即图中两曲线的峰值，此时输出功率分别为5 kW及6.2 kW。两电机均表现出高效率，适用于混合动力或电动汽车驱动系统。

图8 永磁体涡流分布(A/m2)及涡流损耗分布(W/m2/m)Fig.8 PM eddy current and eddy loss distribution

图9 不同输出功率下的电机效率(n=1 500 r.m in-1)Fig.9 The efficiency via output power at rated speed of 1 500 r.m in-1

4 结 论

本文提出一种新型永磁磁通切换电机结构，即将常规12/10极永磁磁通切换电机的两个磁极集成为一个磁极，并将每个磁极上的两块永磁体采用“V”形放置，与相同定子内外径及线负荷的常规12/10极永磁磁通切换电机比较，通过对电磁性能、损耗及效率分析发现前者在减少永磁体及铁心用量的基础上提高了转矩输出能力及永磁体利用率，两电机模型均拥有较高效率;此外通过分析发现，SSFVPM电机的转矩脉动较大，永磁体涡流损耗的增加使得其效率略低于常规FSPM电机，因此如何减小定位转矩及涡流损耗将成为这种结构电机的研究方向之一。

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(编辑:刘琳琳)

Performance analysis of sandw iched flux-sw itching machines using V-shape permanentmagnets

MO Li-hong1，2， QUAN Li1， ZHU Xiao-yong1， CHEN Yun-yun1
(1.School of Electrical and Information Engineering，Jiangsu University，Zhenjiang 212013，China;2.Faculty of Electronic and Electrical Engineering，Huaiyin Institute of Technology，Huai’an 223003，China)

In order to improve the PM usage efficiency in switched-flux permanentmagnetmachine，a new sandwiched switched-flux and V-shape permanent-magnet(SSFVPM)machine was proposed and its topology was analyzed.Based on the finite element analysis(FEA)，the back electromotive force(EMF)，torque characteristics，total losses，and efficiency were investigated in details.The simulation results are compared with those of a conventional12/10-pole flux-switching permanent-magnet(FSPM)machine.It shows that the usage efficiency ofmagnets and power density are significantly increased.Compared with the conventional FSPM machinewith the same electric loading，the average output torque and the ratio of torque/PM volume increase to22.8%and 26.3%separately.Meanwhile，the efficiency of SSFVPMmachine shows a slight decrease of2.1%，while the output power increases nearly to 24%.Hence，the SSFVPM machine still retains the merits of permanentmagnet brushlessmachine of high efficiency，high torque density，and high power density，which makes the machine very promising for electric vehicles (EVs)and other new energy electric vehicle applications.

flux switching PM machine;torque;finite element analysis;eddy current loss;efficiency

10.15938/j.emc.2015.05.013

TM 301.3

A

1007-449X(2015)05-0090-07

2013-05-11

国家自然科学基金(51377073，51177065，51477069);教育部博士点基金(20113227110002);江苏省自然科学基金(BK20130418);江苏省高校自然科学基金(13KJB470001);江苏省高校研究生科研创新计划(CXZZ12-0685)

莫丽红(1980—)，女，博士研究生，研究方向为电动汽车驱动控制技术，新型电机设计与控制;

全 力(1963—)，男，教授，博士生导师，研究方向为电动汽车驱动控制技术、新能源发电技术等;

朱孝勇(1975—)，男，博士，教授，研究方向为高效能电机及其驱动控制技术研究;

陈云云(1980—)，女，博士，讲师，研究方向为双转子电机及其驱动技术。

莫丽红