6 W隔离反激式AC/DC电源设计

冯欣宇+黄阿娟

摘 要： 介绍了基于UCC28910的5 V/1.2 A隔离反激式开关电源。电路结构简单，所需外部元件较少，有效减少了电路板占用面积。电源可实现AC 85～265 V宽电压输入，在无需光耦合器的情况下实现恒定电压与恒定电流输出。具有700 V高压启动和小于30 mW待机功耗的特点。采用DCM模式减少开关损耗，符合Energy StarEPS 2.0标准。

关键词： 反激式开关电源； UCC28910； AC/DC电源； 高压启动

中图分类号： TN86?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2015）16?0152?04

Design of 6 W isolated flyback AC/DC power supply

FENG Xinyu， HUANG Ajuan

（Anhui Vacree Technology Co.， Ltd.， The 16th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation， Hefei 230088， China）

Abstract： The design of 5 V/1.2 A isolated flyback switching power supply based on UCC28910 is introduced. Its circuit structure is simple and fewer external components are required， which reduces the area occupied by PCB effectively. The power supply can accepts a wide range voltage input of 85 VAC to 265 VAC. The constant voltage and current output was realized without any opto?coupler. This device has characteristics of 700 V high?voltage start and less than 30 mW standby power loss. DCM mode is used to reduce the switching loss， which is consistent with the standard of Energy Star EPS2.0.

Keywords： flyback switching power supply； UCC28910； AC/DC power supply； hith?voltage start

0 引 言

目前空间技术、计算机、通信、雷达、电视及家用电器中的电源逐渐被开关电源取代。传统的串联稳压器，调整管总是工作于放大区，流过的电流是连续的。缺点是承受过载和短路的能力差、效率低，一般只有35%～60%。开关电源的调整管工作在开关状态，功率损耗小，效率可高达70%～95%。此外开关频率工作在几十kHz，滤波电感、电容可用较小数值的元件，允许的环境温度也可以大大提高[1]。常见到离线式开关变换器（off?line Switching Converter）是AC?DC变换，也常称开关整流器；它不单是整流的意义，而且整流后又作了DC?DC变换。离线并不是变换器与市电线路无关的意思，只是变换器中因有高频变压器隔离，故称离线[2]。UCC28910专门用于隔离反激式电源，在无需光耦合器的情况下提供恒压或恒流输出。此器件组合有一个 700 V功率场效应晶体管 （FET） 和控制器，控制器处理来自辅助反激式绕组以及功率 FET 的运行信息，以提供精准的输出电压和电流控制。非常适合用于手机、平板电脑和照相机的交流和直流适配器、充电器、电能计量、电视待机开关模式电源、服务器、大型家电、LED驱动器等。

1 电路设计

本设计的电路原理图如图1所示。采用原边控制方式，即变压器能量转换到副边时辅助绕组测量输出电压。UCC28910内置了700 V的MOSFET，很大程度上简化了电路设计。VS管脚的功能有3个：

（1） 为电压控制回路提供输出电压的信息。输出电压反馈值采样是在变压器次级电流退磁时完成；

（2） 提供定时信息来完成谷底开关和变压器次级电流占空比；

（3） 采样大容量电容（Bulk Capacitor）输入电压以提供欠压关断。

其中功能（1），（2）是在MOSFET关断时进行的，功能（3）是在MOSFET导通辅助绕组为负电压时完成的。IPK管脚外接电阻可以设定功率FET峰值电流的最大值。DRAIN管脚连接到内部功率FET的漏极，同时提供高压电流源的启动电流。设计中使用整流桥DB106S（600 V/1 A）完成对交流输入的整流。C1，C2与L1，L2构成输入EMI滤波器。R1，R2用来抑制输入滤波器振荡，同时防止ESD脉冲在L1与L2上形成大电压。R5，C3，D2，D3构成原边电位钳，防止在场效应管关断时UCC28910的漏极电压超过FET的击穿电压；同时起到缓解UCC28910关断电压造成的EMI电流。电容C3的值不能取太高，充电时间要短。R5的值也不宜取太大，以免电阻上的额外压降导致过高的漏极电压。C4为去耦电容，应选择低ESR/ESL类型的电容器，尽量靠近芯片引脚放置，并直接返回到芯片的参考地平面。控制器的偏置电压由变压器辅助绕组、D4，R7，C5来提供。R9用来设定启动电压阀值。R8用来设定输出电压值。R3，R4共同来设置输出最大电流值。变压器次级线圈侧的C6，R10用来降低D5管的开关噪声。R12用于调整空载输出电压。endprint

UCC28910设置有丰富的保护功能，为整个设备的安全运行提供保障。

（1） 当实际输出电压为标称输出电压的115%时会产生输出过压保护，器件停止工作；

（2） 控制器会检测连续的3个开关周期，如果符合输入电压过低的条件将会触发保护；

（3） 内部过温保护阀值为150 ℃并有50 ℃的迟滞。过温保护后器件温度必须降到100 ℃左右时才能再继续工作；

（4） 漏极过电流也会触发保护；

（5） 根据漏极峰值电流的大小功率FET的最大导通时间也设置有保护；

（6） 如果VDD内部钳位器中的电流超过6 mA，器件也会自动保护停止工作。

UCC28910最大开关频率的选择应该在效率要求与变压器尺寸之间权衡。一般来讲降低开关频率会提高效率，提高开关频率可以减小变压器尺寸。器件的极限开关频率为115 kHz，所以实际使用的开关频率最大值需满足以下条件：

[fTARGET（max）

式中：KAM为初级最大最小峰值电流比；KCC为恒电流模式下次级二极管导通占空比；fSW（max）为最大开关频率，它们的典型值可以在手册中查到。经过试验tDMAG（min）为1.2 μs左右时较合适。

变压器最大初次级匝数比是由满载下最大开关频率、最小输入电容电压（Bulk Voltage）和预估的DCM准谐振时间来确定的。最大可用占空比和次级传导时间的确定是建立在目标开关频率与DCM谐振时间上的。对于DCM谐振时间可假设tR=[1500]kHz 。由于转换模式操作的限制，次级电流传导至VDS（MOSFET漏极?源极）电压的第1次估值所需要的时间要求是DCM谐振时间的一半或者是1 μs（假设500 kHz的谐振频率）。MOSFET的最大占空比可由下式计算得到：

[DMAX=1-tR2×fTARGET（max）-KCC]

DMAX得到后就可计算出变压器最大初次级匝数比：

[NPS（max）=DMAX×VBULK（min）KCC×（VOCV+VF）]

式中：VBULK（min）为全功率时C1，C2上的最小电压；VOCV为恒电压模式下的输出电压；VF为次级整流电流接近0时D5的正向压降。对于5 V的USB充电器应用，NPS可取13～17作为典型值。

变压器在满载条件下的输入功率是由输出功率、输出二极管上的功耗、UCC28910本身的功耗三者之和除以变压器的效率来计算的，如下式：

[PINTRX=VOCV+VF·IOCC+VVDD·IRUNηXFMR]

式中IOCC为在恒电流操作模式时的变压器输出电流目标值；VVDD为VDD引脚上的电压；IRUN为器件的最大消耗电流；ηXFMR为变压器初级到次级的功率转换效率，与变压器铜损、磁芯损耗、漏电感中的能量损耗有关。

当固定了最大开关频率和初级侧最大峰值电流后，初级侧的电感值可以通过下式来计算得到：

[LP（min）=2×PINTRX1-LP_Tol·fTARGET（max）·I2D_PK（max）]

式中：LP_Tol为变压器初级电感的公差，典型值为±10%～

±15%；ID_PK（max）为变压器初级侧最大电流峰值。表1为设计中用到的元器件相关信息汇总。

表1 元器件物料表

2 干扰性分析

UCC28910使用谷底开关以减少MOSFET的开关损耗，同时也减小了FET的开启电流尖峰。器件在几乎所有负载条件下采用谷底开关的工作方式，直到VDS振铃消失。在VDS最低值时进行开关操作可减小MOSFET开启时的dV/dt，有利于减小器件的EMI。在负载非常小或没有负载的情况下，VDS振铃非常低而且很难被检测到，此时使用谷底开关的意义不大，所以此时谷底开关自动被禁止。开关电源由于较高的dV/dt和dI/dt、电路中存在的寄生电感和电容使开关电源的电磁干扰噪声较难消除[3]。

频率抖动（Jitter Frequency）技术不是从减少分布参数这种极难的工艺角度解决电磁兼容问题，也不是采用滤波这样的使干扰旁路的方式，而是从EMI测试仪器测试的原理出发，使集中的频谱能量分散化的角度来实现“频谱搬移”，满足EMC容限要求，以解决EMC问题的[4]。

抖频即指开关电源的工作频率并非固定不变，而是周期性地变化。通过减少某频率点上信号的幅值，从而达到了抑制EMI的效果。UCC28910采用了抖频技术，很好地实现了电磁干扰（EMI）兼容性。同时内部FET 开关接通和关闭期间，DRAIN（漏）电压的受控斜坡都有助于减少EMI滤波器的成本。使用其开发的产品也较容易达到相关电磁兼容性标准。

3 性能测试

UCC28910使用DCM（电感电流不连续）工作模式有如下主要优点[5]：

（1） 开关管的导通损耗几乎是零；

（2） 输入及负载响应能力较好；

（3） 反馈环容易稳定；

（4） 输出二极管的选择比较容易，因为二极管的恢复时间不是关键因素。

DCM模式配合谷底开关技术可以减小开关损耗，开关频率与初级峰值电流幅值调制相结合，用以保证在满负荷和输入电压范围内的高效转换。

本设计相关参数测量用到的仪器如下：

（1） AC电源。输入电源必须是一个可调的85～265 V不低于15 W的隔离交流电源。为达到最高精度的效率计算，需把功率计的电压端直接连接至此电源。

（2） 负载。可编程电子负载设定为恒电流模式，并具有DC 10 V时DC 0～1.5 A的灌电流能力。

（3） 功率计。功率计应可以测量低输入电流，一般小于100 μA。测量低功率待机模式的输入功率时，功率计还应具有长期平均模式。本设计选用横河WT210电子功率计。

（4） 万用表。使用2块万用表同时测量输出电压与负载电流。

（5） 示波器。使用带宽500 MHz的示波器。

（6） 线缆。使用AWG24线缆，测试板与AC电源以及与负载的电缆连接长度为50 cm。

图2，图3是本设计的的V?I特性及效率特性曲线。图4是在输入AC 265 V输出5 V/1.2 A时，20 mV/div，

5 μs/div设置下的电源纹波波形。

图2 25 ℃时典型V?I曲线

图3 效率与电流

4 结 论

本文基于UCC28910设计的AC?DC电源，具有所用分立元器件少、占用电路板面积小、抗干扰性强的优点。最高可以提供6 W输出功率，非常适合用作交直流电源适配器与小型仪表电源。

图4 纹波波形

参考文献

[1] 何希才.新型开关电源及其应用[M].北京：人民邮电出版社，1996.

[2] 张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，1998.

[3] 李建婷，熊蕊.抖频?有效降低开关电源EMI噪声容限的技术[J].电源技术应用，2006（5）：40?42.

[4] 李意，尹华杰.开关电源电磁干扰抑制的频率控制方法比较[J].电力电子技术，2004，38（4）：48?49.

[5] 沈建华.DCM模式反激式功率变压器的设计[J].通信与广播电视，2008（2）：42?45.

[6] 杨立杰.多路输出单端反激式开关电源设计[J].现代电子技术，2007（6）：23?26.