星载DC－DC电源MOS管驱动电路的设计

2015-07-25陆文斌王正之

通信电源技术 2015年5期

董硕，陈辉，许娟，陆文斌，王正之

（上海航天电子技术研究所，上海 201109）

0 引言

DC－DC电源是星载供电系统中的重要组成部分，开关MOS管开关速度快、可靠性高，普遍应用于星载DC－DC开关电源中。随着星载DC－DC电源不断朝着小型化的方向发展，开关频率越来越高，在高速开关情况下，MOS管的工作情况会对DC－DC开关电源的性能产生重大影响，因此必须根据MOS管的实际使用情况，设计合适的驱动电路，保证MOS管工作在最佳状态。MOS管驱动电路主要分为非隔离驱动电路和隔离型驱动电路两类。非隔离驱动电路结构简单，可靠性高，设计方便；隔离型驱动电路将控制端与功率端隔离，适用范围广，可靠性高。这两类驱动电路各有特点，可应用于不同的星载DC－DC电源结构中。

1 MOS管的工作原理

1.1 MOS管的等效电路模型［1，2］

MOS管是一种电压型驱动器件，由于没有少数载流子的存贮效应，输入阻抗非常高，使得MOS管可以获得很高的开关速度。但受MOS管自身结构影响，MOS管内部存在着寄生电容，会影响到MOS管的开关速度。以常用的增强型N沟道MOS管为例，其等效模型如图1所示。其中栅源级电容Cgs和栅漏极电容Cgd与MOS管的结构有关，漏源级电容Cds与MOS管的PN结有关。MOS管的栅极相当于一个容性网络，会造成MOS管驱动信号与MOS管开关状态之间出现延迟，影响MOS管的实际开关速度。

图1 MOS管内部等效电路模型

1.2 MOS管的工作过程

MOS管存在一个栅极门限电压Ugs（TH），当 MOS管栅源级电压高于门限电压Ugs（TH），MOS管漏、源两级开始导通。然而由于图1中MOS管极间电容的存在，使得MOS管驱动电压的建立存在一定延迟，实际驱动电压建立过程如图2所示。

在t0～t1时刻，栅极电流主要为栅源级电容Cgs充电，栅源级电压缓慢上升，直至栅极电压达到Ugs（TH）。在此期间MOS管未开通，漏源级电压不变，漏极电流为0。

t1～t2时刻，栅源级电压超过 MOS管门限电压Ugs（TH），栅极电流继续为电容 Cgs及电容 Cgd充电，栅极电压持续升高，MOS管漏极电流开始增加，漏源级电压基本维持不变。

t2～t3时刻，MOS管漏极电压开始逐渐下降，栅漏级电容Cgd开始放电，栅极电流主要为Cgd放电电流，此时栅源级驱动电压会出现一个暂态电压平台。

t3～t4时刻，MOS管处于完全导通状态，栅极电流为电容Cgs及电容Cgd充电完成，栅源级电压上升至驱动电压水平。

图2 MOS管驱动过程

MOS管的关断过程与导通过程相反，极间电容需要进行放电，放电能量与充电能量相同。

2 MOS管基本驱动要求

在DC－DC电源中，开关MOS管主要存在两种损耗，导通损耗和开关损耗。为了减少开关损耗，就需要提高开关速度。为了提高开关速度，就需要减少图2中t0～t4的时间，因此需要较大的电流为极间电容进行充放电。在栅源极驱动电压建立起来之后，栅极只流过纳安数量级的电流，栅极的驱动电流基本可以忽略。因此为了快速驱动MOS管，不仅需要足够高的驱动电压，还需要提供足够大的峰值驱动电流。当MOS管关断时，MOS管栅极电容需要进行放电，还需设计合理的放电回路。

MOS管峰值驱动电流可由式（1）进行计算。

式中，dU为驱动电压；C为MOS管的栅极等效电容；dt为驱动电压上升时间，即图2中t0～t3的时间。栅极等效电容可由式（2）得出

式中，Qg为MOS管总栅极电荷。

3 非隔离型MOS管驱动电路

非隔离型MOS管驱动电路是一种直接驱动MOS管的方式，在星载DC－DC电路中的应用如图3所示。在星载DC－DC电源中，通常要求母线电压与输出电压隔离，因此采用非隔离驱动电路时，为了实现电源的初次级隔离，还需要将DC－DC的反馈端进行隔离设计，将输出电压进行隔离采样反馈回PWM控制电路中［3］。

图3 非隔离MOS管驱动电路的应用

3.1 普通MOS管驱动电路

对于MOS管开关时间要求不高的电路，通常采用图4所示MOS管驱动电路。其中R1用于控制MOS管开通时的波形上升时间，并有限流作用；电阻R2用于为MOS管关断提供泄流通路。图5为电阻R1分别为1Ω和5Ω情况下的MOS管栅极电压变化情况。从图中可以看出，电阻越小，MOS管栅极电压的建立速度越快，开通速度越快。但开通速度过快会引起引线上的等效电感产生较高的电压尖峰，影响EMI性能。同时，较小的电阻R1会使引线电感与MOS管极间电容之间的振荡加大。因此，应用中需根据实际情况调节R1来调节MOS管的开关速度。

图4电路中通过电阻R2为MOS管提供关断时的电流泄放回路，其阻值通常在10 kΩ～20 kΩ，MOS管在关断时的速度较慢，因此该电路适用于开关速度不高的场合，可满足大多数低速开关MOS管的应用。

图4 普通MOS管驱动电路

图5 驱动电压仿真波形

3.2 图腾柱MOS管驱动电路

对于高压大功率MOS管，其寄生电容通常较大，需要较大的驱动电流进行驱动，而开关电源中常用的PWM控制芯片所提供的驱动电流通常较小，无法满足MOS管高速驱动要求。在此条件下，可采用图腾柱MOS管驱动电路，电路原理图如图6所示。当PWM信号为高电平时，三极管Q1导通，三极管Q2关断，三极管Q1对驱动电流进行放大后驱动MOS管快速导通；当PWM信号为低电平时，三极管Q1关断，三极管Q2导通，MOS管栅源级电容通过三极管Q2放电，实现快速关断。通过采用Q1、Q2所组成的图腾柱对MOS管进行驱动，可实现以较小的控制电流高速驱动MOS管。

图6 图腾柱驱动电路

图7为图腾柱MOS管驱动电路与普通MOS管驱动电路的关断时的仿真波形对比，从图中可以看出，图腾柱MOS驱动电路的关断速度明显快于普通MOS管驱动电路。

图7 关断波形对比

3.3 非隔离高边MOS管驱动电路

由于N沟道MOS管同P沟道MOS管相比，价格更低、导通速度更快、导通阻抗更低，使得大多数星载开关电源中普遍采用N沟道MOS管。N沟道在开关电源应用中，很多时候会作为高边开关器件，如图8中所示的半桥开关电源电路中的MOS管Q1。对于这种高边MOS管，通常采用集成电荷泵式自举驱动器进行驱动［4］。

图8 半桥开关电源电路

常用的集成电荷泵式自举驱动电路工作原理图如图9所示。当PWM控制信号为低电平时，集成驱动芯片中的开关Q1关断，开关Q2导通，MOS管Q3栅源极电压为低电平，MOS管Q3关断。此时驱动电平VCC通过二极管D1为电容C1充电，使电容C1两端电压上升至VCC。当PWM控制信号为高电平时，集成驱动芯片中的开关Q1导通，开关Q2关断，由于电容C1两端电压不能突变，使得MOS管Q3的栅源极电压保持与电容C1两端电压相同，即VCC，从而使MOS管Q3导通。

图9 自举驱动电路

集成电荷泵式自举驱动器往往集成有大电流图腾柱驱动电路，可实现大电流高速驱动高边MOS管，且外围电路简单、体积小，在地面DC－DC电源中有着广泛的应用。但是集成式驱动芯片往往存在传输延迟，且在星载DC－DC电源中，由于芯片质量等级限制，可选集成电荷泵式自举驱动器种类有限，因此应用非常有限。

4 隔离型MOS管驱动电路

在采用这种电路结构的星载电路中，需要对输出电压进行隔离采样反馈，而隔离采样反馈往往设计复杂，通常采用UC1901这种隔离采样芯片或采用变压器进行调制，此类反馈电路调节范围窄，且易受温度等环境因素影响，降低星载DC－DC电源的准确度与稳定度。采用隔离型MOS管驱动可将驱动控制端与功率端隔离，将输出电压直接反馈至PWM控制电路，简化了星载DC－DC电源的设计，控制精度高，其应用结构图如图10所示［5］。

图10 隔离驱动电路的应用

4.1 隔离型MOS管驱动电路设计

隔离型MOS管驱动电路原理图如图11所示。PWM控制信号通过单端驱动变压器T1进行隔离后，对MOS管Q1进行驱动，通过驱动变压器保证了MOS管栅源级电压与驱动电压相同，实现对MOS管的控制［6，7］。

图11 隔离型MOS管驱动电路

对于单端变压器，如果线圈上的电压出现直流分量，就很容易使变压器饱和，导致变压器功能失效。因此在驱动变压器T1前端增加隔直电容C1，去除驱动信号中的直流分量。而电容C1在PWM驱动波形的作用下，会产生一定的压降，压降与PWM驱动波形的占空比D有关，其压降为：

式中，Udrive为驱动电压。PWM驱动电压经过电容C1后，会产生与占空比D有关的压降，会造成驱动电压过低，因此在驱动变压器T1后端加入电容C2，电容C2上的电压为：

式中，n为驱动变压器匝比；UD为二极管D1上的压降。加入电容C2后，可以抵消电容C1上的压降，最终得到MOS管栅源级两端驱动电压为：

最终MOS管Q1栅源级所得驱动电压与PWM驱动电压相差约0.7 V，对 MOS管开关性能影响不大。

当PWM驱动波形的占空比发生变化时，电容C1与驱动变压器T1上的电感会产生L－C振荡，通过在电容C1前串联电容R1可减缓该振荡。R1的取值可参考式（6）。其中L为驱动变压器T1的原边电感量，C为电容C1的电容值。但是过大的R1值会限制驱动电流的大小，实际设计中需要根据需要进行调整。

驱动变压器是隔离驱动电路的核心，通常选择匝比为1∶1的驱动变压器。理想情况下变压器不储存和消耗能量，但实际使用中，驱动电压在驱动变压器线圈上会出现励磁电流，励磁电流峰值为：

式中，L为驱动变压器原边电感，ton为MOS管导通时间。励磁电流不参与驱动MOS管，应尽量减少，通常采用增加原边电感量的方法来减少励磁电流，原边电感量过大，也会带来变压器绕组匝数增大、漏感增加的问题。为了以较少的匝数获得较大的电感量，驱动变压器磁芯通常选择高磁导率的铁氧体磁芯，在选定磁芯后可根据式（8）计算驱动变压器原边匝数。其中Ae为磁芯面积，ΔB为磁通密度变化量，其不超过磁芯饱和磁通密度的一半。

二极管D1用于消除驱动变压器副边的负压，图12显示了二极管D1对驱动波形的影响。从图中可以看出，在没有二极管D1的情况下，虽然驱动变压器副端压差为Udrive，但驱动波形存在负压，正压偏低，会影响MOS管的驱动速度。加入二极管D1后，负压消失，MOS管栅源级电压与驱动电压一致。

图12 二极管对驱动波形的影响

4.2 仿真结果

根据3.1节的设计要求，选择N沟道 MOS管IRF640，电阻 R1为5.1Ω，电容 C1、电容 C2为0.11μF，驱动变压器匝比为1∶1，原边电感量为1 mH，电阻R2选择5.1Ω，电阻R3选择20 kΩ，二极管选择1N4148，驱动电压12 V，频率100 kHz，仿真结果如图13所示。其中Udrive为PWM驱动电压波形，Ugs为MOS管Q1栅源级电压波形。从图13中可以看出，采用隔离驱动电路对PWM驱动电压转换后，MOS管栅源级电压与PWM驱动电压波形时序相同，电压值相差约0.7 V，实现了对MOS管Q1的隔离驱动。MOS管隔离型驱动可以很好地对PWM控制信号进行隔离转化，可驱动低边或高边MOS管，适用范围广，非常适用于星载DC－DC电源中。