新颖的单相电压型准Z源逆变器

黄瑞哲 陈道炼 许志龙

（福州大学电力电子与电力传动研究所 福州 350116）

0 引言

逆变器电路结构通常可分为单级、两级和多级电路结构，其中两级或多级逆变器具有电路结构和控制系统复杂、变换效率偏低、成本偏高等缺陷，因而单级逆变系统成为新能源发电领域的一个研究热点[1,2]。人们对电压型逆变器和电流型逆变器的研究取得了显著的成果[3-5]，然而它们存在一些固有的缺陷：①电压型逆变器为降压型逆变器，当直流母线电压低于输出交流电压时，需要增加一级升压变换器来实现电压匹配，而电流型逆变器为升压型逆变器，当直流母线电压高于输出交流电压时，需要增加一级降压变换器来实现电压匹配；②电压型逆变器同一桥臂的功率开关不能同时导通，以避免造成短路现象，而电流型逆变器上、下桥臂任意时刻都要保持一个开关导通，避免造成开路现象，抗电磁干扰能力较差，系统可靠性降低；③由于加入死区时间或换流重叠时间，输出电压和电流波形发生畸变，导致谐波含量增大。

文献[6]首次提出了 Z 源逆变器新概念及其电路拓扑和理论。Z 源逆变器具有如下特点：①能够实现单级升降压功能；②桥臂可以直通或开路，电磁干扰引起的开关误直通或开路现象不会损坏电路；③不需额外加入死区时间或换流重叠时间，输出波形畸变小。然而，Z 源逆变器的许多不足也需要改进[7-9]：①电压型Z 源逆变器输入电流不连续且阻抗网络中电容电压应力较大；②电流型Z 源逆变器的电感必须承受较大的电流；③Z 源逆变器存在严重的启动冲击问题。准Z 源逆变器电路拓扑继承了Z 源逆变器的所有优点，并且通过对阻抗网络的改进获得了一些新的特性[10-12]。如与电压型Z 源逆变器相比，电压型准Z 源逆变器的电容电压应力更低，同时输入侧电感使得输入电流连续且不存在启动冲击问题[13]；与电流型Z 源逆变器相比，电流型准Z 源逆变器的储能电感电流更小。光伏、风力、燃料电池等新能源发电通常具有宽输入电压范围的特点，要求逆变器具有适应宽输入电压变化的能 力[14,15]。准Z 源逆变器的电压增益理论上可以达到零至无穷大，但实际中它的直流侧升压因子较小，通常适用于输入电压150V 以上场合，当输入电压低于该值时，为了得到期望的输出电压幅值，需要增大直通占空比D0。直通占空比D0和逆变器的调制系数M相互制约，从而需要减小调制系数M，导致的结果是：①逆变桥输入侧母线电压和Z 网络储能电容电压较高，逆变桥开关器件电压应力和Z 网络储能电容电压应力较大；②输出电压（电流）波形谐波含量增大。

本文提出和深入分析了一种新颖的适用于低输入电压场合的单相电压型准Z 源逆变器及其控制策略，获得了重要结论。这类逆变器在保留准Z 源逆变器电路拓扑优点的同时，提升了直流侧的升压因子，拓宽了输入电压的变化范围，降低了功率开关和Z 源网络储能电容电压应力。

1 电路拓扑与控制策略

1.1 电路拓扑

新颖的单相电压型准Z 源逆变器电路拓扑如图1所示。该电路拓扑是由大升压比阻抗网络、单相逆变桥和单相LC 滤波器构成，其中大升压比阻抗网络是由储能电感L0和依序级联的 2 个相同的DLCC 型二端口阻抗网络单元串联构成，每个DLCC型二端口阻抗网络单元是由一个功率二极管、一个储能电感和两个储能电容构成。通过增加DLCC 型二端口阻抗网络单元数量，可将该电路拓扑推广到多级结构。

图1 新颖的单相电压型准Z 源逆变器电路拓扑Fig.1 Circuit topology of the novel single phase voltage mode quasi-Z-source inverter

输入直流电压Ui在直通占空比D0和大升压比阻抗网络的作用下，被调制成高频脉冲直流电压u1，u1经单相逆变桥调制成单级性SPWM 电压波u2，u2经单相LC 滤波器后在输出侧得到正弦交流电压波uo。

1.2 控制策略

图2 具有阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压瞬时值反馈单极性SPWM 控制策略Fig.2 Single polarity SPWM control strategy with energy storage capacitor voltage feed forward control of impedance and feedback control of output voltage

新颖的单相电压型准Z 源逆变器采用具有阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压瞬时值反馈单极性SPWM 控制策略，如图2所示。输出电压uo瞬时值反馈单极性SPWM 控制策略，用来调节逆变器的调制比M；而大升压比阻抗网络储能电容电压UC2前馈控制策略，用来调节逆变器的直通占空比D0。输出电压反馈信号uof与基准电压ur比较、误差放大后得到信号ue（表征正弦调制比信号M），储能电容电压反馈信号UC2f与储能电容电压基准信号UC2r比较、误差放大后得到信号ud（表征直通占空比信号D0）；ue、ud及其反相信号分别与三角形载波uc交截并经适当的逻辑电路后输出单相逆变桥功率开关S1、S2、S3和S4的控制信号。当输入电压Ui变化时，通过调节直通占空比信号D0来实现储能电容电压UC2的稳定；当输出负载ZL发生变化时，通过调节正弦调制比信号M来实现输出电压uo的稳定。

2 稳态原理特性

2.1 高频模态分析

所提出逆变器在一个高频开关周期内具有5 个工作模态，输出正半周储能电感电流连续时一个高频开关周期内的稳态原理波形和工作模态分别如 图3和图4所示。输出负半周的工作情况与正半周类似，限于篇幅，这里仅分析输出正半周的工作情况。定义开关函数Sn为

图3 一个高频开关周期内原理波形Fig.3 Principle waveforms during a high frequency switching period

图4 输出正半周一个开关周期内的工作模态Fig.4 Operation mode within one switching period of the output positive half cycle

（1）工作模态1[t0～t1,t4～t5]。开关管S1、S4导通，电路工作在有效矢量状态。二极管VD1与VD2导通，电源与储能电感一边给储能电容充电，一边向交流侧传输能量；母线电压达到峰值，逆变桥输出电压等于母线电压。

（2）工作模态2[t1～t2,t3～t4]。开关管S1、S2导通，电路工作在传统零矢量状态。输出滤波电感电流iLf通过S1、S2续流，呈下降趋势；二极管VD1与VD2导通，电源与储能电感给储能电容充电，但停止向交流侧传输能量，母线电压仍为峰值，逆变桥输出电压为零。

（3）工作模态3[t2～t3]。S1、S2、S3导通，S1、S3所在桥臂短路，电路工作在直通零矢量状态。此时二极管VD1与VD2截止，承受的反压，电源与储能电容向储能电感充电，母线电压降为0，输出滤波电感电流iLf仍通过S1、S2续流。

（4）工作模态4[t5～t6,t7～t8]。S3、S4导通，工作情况与工作模态2 类似，电路工作在传统零矢量状态，iLf通过S3、S4续流。

（5）工作模态5[t6～t7]。S1、S3、S4导通，工作情况与模态3 类似，电路工作在直通零矢量状态，iLf通过S3、S4续流。

2.2 电压传输比推导

所提出的逆变器每个储能电感在一个高频开关周期内充磁和去磁各两次，储能电感在桥臂直通期间D0TS的充磁等效电路和桥臂非直通期间(1-D0)TS的去磁等效电路如图5所示。其中，逆变桥交流负载用等效电流源i1表示。

图5 储能电感在一个高频开关周期内等效电路Fig.5 The equivalent circuits of the energy storage inductance during a high frequency switching period

设储能电容端电压在一个高频开关周期TS内恒定不变，用表示；输入直流电源电流ii用储能电感L0的电流iL0表示。由图5a所示桥臂直通期间D0TS充磁等效电路可得

由图5b 所示桥臂非直通期间(1-D0)TS去磁等效电路可得

设单相逆变桥直流侧的电压幅值为U1，可得补充方程

根据状态空间平均法，将式（1）×D0+式（2）×，联合式（4）得大升压比阻抗网络储能电容电压值UC1、UC2和为

单相逆变桥直流侧的电压幅值U1为

设单相逆变桥的调制系数为M(0＜M≤1-D0），则所提出逆变器的电压传输比为

设G为所提出逆变器的电压增益，则有

设最大直通占空比D0max=1-M，则有

设US为单相逆变桥开关管电压应力，则单相逆变桥开关管电压应力与电压增益G关系为

由式（10）～式（12），可得

所提出逆变器与传统电压型准Z 源逆变器比较如图6所示。

图6 两种准Z 源逆变器的比较Fig.6 Comparison of the two kinds of quasi-Z inverters

由图6a 可知，随着直通占空比D0增大，大升压比准Z 源阻抗网络升压能力显著增强，当D0=0.3时，传统的准Z 源阻抗网络的升压因子B只有2.5，而大升压阻抗网络则高达10。由图10b 可知，当电压增益G相同且大于1时，所提出逆变器功率开关的电压应力小于传统电压型准Z 源逆变器，而且G越大，优势越明显；当功率开关电压等级相同时，所提出逆变器的电压增益要比传统的准Z 源逆变器大。

所提出逆变器的电压增益G、调制系数M与直通占空比D0关系如图7所示。由图7可知，随着M与D0增大，电压增益G迅速增大，并且只要较小的D0就可以得到较大的G。因此，所提出的逆变器更适合于光伏电池、燃料电池等输入电压较低或波动范围较大的应用场合。

图7 逆变器电压增益G与调制系数M和 直通占空比D0关系Fig.7 Relationship voltage gain of the inverterGwith modulation indexMand shooting-through duty ratioD0

3 关键电路参数设计

3.1 大升压比阻抗网络储能电感设计

大升压比阻抗网络储能电感的设计，要兼顾高频电流纹波的抑制、避免发生谐振、确保储能电感电流连续三个方面。

3.1.1 基于抑制高频电流纹波的电感取值

储能电感电流在一个高频开关周期的稳态波形如图8所示。

图8 储能电感电流稳态波形Fig.8 Steady state waveforms of energy storage inductor current

储能电感在直通状态下有

在直通期间，电感电流的变化量为

若给定纹波系数c，令

取L0=L1=L2=L，那么由式（14）～式（16）可以得到

3.1.2 避免发生谐振的电感取值

如果储能电感和储能电容取值不当，阻抗网络将会出现谐振。在电容取值确定后，为了避免谐振的发生，电感的取值应使阻抗网络的谐振频率fr小于逆变器的开关频率fs，即

由式（18）可以得到

3.1.3 保持储能电感电流连续的电感取值

逆变器工作在非直通状态时，可能会出现二极管电流断续和直流母线电压畸变现象。下面探讨如何通过合理的电感取值来避免这一现象的发生。

在桥臂非直通状态下，二极管VD1及VD2的电流为

为了避免二极管电流断续，应满足

式中，i1max为非直通时母线电流最大值；Io为输出电流有效值。又

由式（21）和式（22）可得

电感电流平均值为

由式（21）～式（24）可得

整理得

综上所述，储能电感取值应满足

3.2 大升压比阻抗网络储能电容设计

3.2.1 基于抑制高频纹波电容取值

一个高频开关周期中有两个直通区间，每个区间采用图2所示控制策略，直通时间为

设储能电感取值足够大，各电感电流在一个高频开关周期内可近似认为恒定，即

直通时，各电容电流为

直通区间内，电容电压的变化量

给定纹波系数a，则

综合式（30）～式（32）可得

设计中取各电容值相等，则电容取值应满足

3.2.2 基于二次谐波考虑的电容取值

一个高频开关周期内，各电容电流的平均值可以表示为

设输出交流电压、电流峰值分别Um和Im，所提出的逆变器非直通时母线电流为

由式（35）和式（36）可得

对式（37）积分可以求得各个电容电压二次谐波的幅值为

设允许的二次谐波纹波系数为b，则有

则电容C的取值应满足

由于抑制二次谐波的电容量比抑制高频纹波的大，故电容值满足式（40）即满足式（34）。

3.3 功率开关的电压和电流应力

逆变桥四个功率开关的电压应力为

若直通时为S1、S3同时导通，则第k个高频开关周期流过S1、S3的瞬时电流为

iS1(t)=iS3(t)=

第k个高频开关周期S1、S3的电流平均值为

第k个高频开关周期S1、S3的电流有效值为

S2、S4的电流为滤波电感电流，故其第k个高频开关周期的电流平均值为

电流有效值为

4 原理实验

设计实例：输入直流电压Ui=90～110V，输出交流电压Uo=220V/50Hz，额定容量S=1 000V·A，开关频率fs=50kHz，大升压比阻抗网络储能电感L1=L2=L3=1mH，每个储能电感采用2 个型号为NPF250060¯18C 的磁心叠用且N=78 匝，储能电容，滤波电感Lf=1.2mH，滤波电容Cf=1μF，功率开关S1、S2、S3、S4选用IXGH48¯ N60C3D1 IGBT 器件，阻断二极管VD1、VD2选用DESI30¯60A 超快恢复二极管。

所提出的逆变器在输入电压100V、额定阻性负载时实验波形，图9所示。图9a 为逆变器输出正半周时功率开关S1、S2、S3、S4的驱动信号，直通信号D0被合成到左桥臂上、下功率开关S1、S3的驱动信号中；图9b 为功率开关S14的驱动信号和集射电压，由于设置了缓冲电路，各开关管的集射电压尖峰得到较好的抑制；图9c 为逆变桥输入侧直流母线电压u1波形，u1为零对应逆变桥桥臂直通D0TS、储能电感储能和输出滤波电感续流期间，u1不为零对应逆变桥桥臂非直通(1-D0)TS、储能电感向储能电容和负载传输能量期间；图9d 为大升压比阻抗网络二极管VD1波形，在逆变桥桥臂直通D0Ts期间，二极管反偏截止；图9e 为输入电压Ui、电容电压UC1和UC2波形，储能电容取值较大时电容电压UC1、UC2波形中叠加了一个较小的两倍输出频率的交流分量，UC2=360V、UC1=130V时直通占空比D0=0.265，式（8）计算得到的理想值u1=488V，由于内阻影响u1实测值为475V；图9f 为逆变器输出电压uo和输出电流io波形，由于开关信号无需设置死区时间，uo和io波形谐波含量减少，波形质量较好。这种逆变器在额定阻性负载时的变换效率为91.6%，THD 为1.7%。实验结果证实了所提出的电路拓扑与控制策略的正确性。

图9 所提出逆变器在输入电压100V、额定阻性负载时实验波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed inverter underUi=100V and normalized resistive load

5 结论

（1）新颖的单相电压型准Z 源逆变器电路拓扑是由大升压比阻抗网络、单相逆变桥和单相LC 滤波器依序级联构成，其中大升压比阻抗网络是由储能电感L0和依序级联的两个相同的DLCC 型二端口阻抗网络单元串联构成。

（2）新颖的单相电压型准Z 源逆变器，采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压瞬时值反馈单极性SPWM 控制策略。

（3）深入分析了所提出逆变器在一个高频开关周期内5 种基本工作模态及其等效电路，推导出了 电压传输比。

（4）给出了大升压比阻抗网络储能电感、储能电容、功率开关电压应力等关键电路参数的设计准则，储能电感设计需要兼顾抑制高频电流纹波、避免发生谐振、确保储能电感电流连续三个方面，储能电容设计需要兼顾抑制高频纹波和抑制二次谐波两个方面。

（5）实验验证了所提出电路拓扑、控制策略和理论分析的正确性，这类逆变器在低输入电压或输入电压波动范围大的光伏、风力和燃料电池等新能源发电领域具有重要的应用前景。

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