基于数字控制ZVS移相全桥可调宽输出电力试验电源设计

廖世茜 肖宇迪 林健鹏 毛行奎

（福州大学电气工程与自动化学院，福州 350108）

电力操作电源是用于电力系统的操作电源，按供电电源的性质可分为直流操作电源，交流操作电源。其中直流操作电源被广泛应用于发电厂和变电站中，为控制负荷和动力负荷以及通信负荷等提供电源，是当代电力系统控制、保护的基础。而交流操作电源的输入和输出都是交流电，交流电的频率、相位及电压特性决定了其不能通过简单的并联方式来实现冗余和备份，也就存在供电的单点故障点，一旦出现故障无法用备用电源及时保证供电。因此，采用直流操作电源为电力系统二次设备提供电源具有较高的可靠性和稳定性。

随着电力电子器件和集成芯片的不断革新，开关电源正朝着小型化、高频化发展[1]。开关频率的提高缩小了电路中磁性元件的尺寸，有助于实现电路的小型化，但也造成了开关损耗的增大。传统的

硬开关方式在开关管导通和关断期间会产生较大的开关损耗，若采用合理的软开关技术，将大大降低开关管的开关损耗，提高转换效率。相比模拟控制技术，数字控制技术具有控制电路简单、运行稳定、控制精度高等优点，在电源中应用越来越广泛。

ZVS 移相全桥变换器相比于简单的全桥变换器，只增加了一个谐振电感，就实现了原边侧四个开关管的ZVS，广泛应用于中大功率开关电源场合，具有软开关、效率高等优点[2]。本文基于ZVS 移相全桥技术、数字控制技术，分析了一种数控DC/DC电力试验电源的设计方法，并设计一台输出最大电流10A，电压25～220V dc 连续可调、额定功率2.2kW 的实验样机，样机具有输出电压宽范围可调、效率高等特点，验证了设计方案的可行性。

1 设计分析

1.1 系统方案

电源的功率电路原理框图如图1所示。系统采用移相全桥拓扑，将直流电压变换成所需的直流电。在变压器的原边侧，增加一个谐振电感，通过谐振电感、变压器T 的漏感与开关管寄生电容的谐振实现软开关[2]。电容Cb为隔直电容，防止变压器原边侧的直流分量造成变压器饱和[3]。

图1 数控DC/DC 电力试验电源功率电路

1.2 移相全桥变换器设计

来自电网的交流电经前级功率因数矫正电路稳压得到380V dc，作为后级DC/DC 模块的输入电压进行输出电压调节。因为本文研究的是DC/DC 模块，所以输入用380V dc 电源代替。在大功率应用场合，移相全桥变换器因其开关管工作在软开关状态，能有效降低开关损耗，提高变换器效率而广受欢迎。

图2为移相全桥变换器的控制框图。变换器采用数字控制策略，MCU 选用 Microchip 公司的dsPIC33FJ32GS606。采样电路采样输出电压后送入MCU，经AD 转换、程序运算后得到所需的驱动信号时序，继而通过隔离驱动电路驱动开关管，实现变换器的输出电压调节。

图2 移相全桥变换器控制框图

图3为移相全桥变换器的主要工作波形（具体工作原理可参考如[2]等相关参考文献）。同一桥臂的两个开关管互补导通，不同桥臂的开关管错开一定的相位角开通。利用谐振电感Lr、变压器T 的漏感与开关管DS 间寄生电容的谐振，实现开关管的零电压开通与零电压关断，能有效提高变换器的效率和可靠性。

图3 移相全桥变换器主要工作原理波形

谐振参数的设定对变换器的软开关效果至关重要。若选用开关管漏源间电容Coss作为谐振电容，则谐振电感的电感值Lr应当满足下列条件：

式中，ip_pk(min)为超前臂实现ZVS 时的最小原边电流峰值[4-6]。

图4为移相全桥变换器数字控制程序流程图。采样电路将输出电压采样量送入MCU，经AD 转换、PI 运算后得到所需的驱动信号时序，继而通过隔离驱动电路驱动开关管，实现变换器的输出电压调节。

图4 移相全桥数字控制程序流程图

程序采用位置式PI 算法，其算法表达式为

式中，Kp、KI分别为比例常数、积分常数，e(k)、e(i)分别为第k、i次采样值与基准值的偏差量。

2 仿真分析

为了初步验证电路的工作原理及电路参数设计的合理性，使用Saber 仿真软件进行闭环仿真分析。其仿真电路如图5所示。图5（a）为变换器主电路拓扑，假设开关管为理想开关，在理想开关管的两端并联二极管和电容，用于模拟实际器件。因为使用了理想开关管，因此直接采用芯片的图腾柱输出来驱动开关管；变压器选用理想变压器。仿真参数为：输入电压380V dc，移相全桥变换器开关频率65kHz，谐振电感80μH，隔直电容0.58μF/630V，变压器原副边变比14∶11。图5（b）为变换器控制电路。在误差放大器中，输出电压采样量与基准比较得到误差信号，经PI 运算后得到占空比，移相角生成器根据占空比得到变换器所需移相角，并驱动主电路中四个开关管，实现输出电压调节。

图5 Saber 仿真电路图

电路闭环控制时滞后桥臂上下管S1、S2的驱动波形vgs1、vgs2和超前桥臂上下管S3、S4的驱动波形vgs3和vgs4如图6所示。从图中可以看到，S4的驱动波形滞后于S1的驱动波形，二者的导通时间相差一个0～180°的移相角，S3的驱动波形滞后于S2一个0～180°的移相角，说明电路实现了开关管的移相控制。

开关管S2、S4的驱动波形vgs和DS 两端的电压vds如图7所示。当开关的DS 端电压vds降为零以后，开关才开始导通，实现了零电压开通；当开关关断以后，DS 端电压才从零开始上升，实现了零电压关断。综上，电路实现了ZVS。

图6 开关管驱动波形

从开关管的DS 端电压波形可看出，vds最大值为380V，与直流源输入电压相同，符合设计要求。

图7 开关管S2、S4 的驱动波形vgs 和 DS 两端的电压vds

仿真实验的时间设为0～30ms，步长为20ns，输入380V dc，当输出为220V/10A 时输出电压波形如图8所示。图中，电压从零开始上升至220.5V dc后开始下降，最终趋于平稳，电压值稳定在220V dc，电压过冲即超调电压为0.5V，超调量为0.2%，近似无超调，响应时间为11.5ms，纹波约为0.1V。

图8 额定工作状态下输出电压波形

综上可知，该设计方案设计合理。

3 实验结果分析

基于以上分析设计的参数，设计了一台实验样机。样机参数如下：输入电压380V dc，输出直流电压25～220V 连续可调，输出电流最大10A，额定220V dc/10A。当输出电流超过10A 时，输出转为恒电流输出 10A。移相全桥变换器开关频率65kHz，开关管选用 IRFP460，其漏源极间电容Coss=480pF，谐振电感80μH，隔直电容0.58μF/630V，变压器原副边变比14∶11。实验样机如图9所示（未标出的全桥电路其他器件位于电路板背面）。

图9 实验样机实物图

移相全桥变换器工作波形如图10至图12所示，图10则为不同输出电压、输出电流等于10A 时S1、S4的驱动电压、两桥臂中点电压vAB及原边电流波形ip，可以看出变换器在不同的输出电压条件下，都可以很好地工作；图11为输出电压220V dc、不同带载情况下超前臂开关管S1的驱动电压vgs、漏源极电压vds以及谐振电感电流ip波形，在很宽的负载范围，S1均可以实现ZVS；图12为滞后臂开关管S4的驱动电压vgs、漏源极电压vds以及谐振电感电流ip波形，当带载50%以上，S4实现ZVS。

在输入电压380V dc 条件下，各输出电压下测得实验样机效率曲线如图13所示。在额定输出220V dc 条件下整机的效率最高，此时轻载大于85%，若带载大于20%，效率均大于90%，最大95%。

图10 不同输出电压、输出电流等于10A 时S1、S4 的驱动电压、两桥臂中点电压vAB 及原边电流波形ip

图11 输出220V dc、不同带载情况下，S1 驱动电压vgs、漏源间电压vds、谐振电流ip

图12 输出220V dc、不同带载情况下，S4 驱动电压vgs、漏源间电压vds、谐振电流ip

图13 输入380V dc、输出220V dc 时的整机效率曲线

4 结论

论文根据电力试验电源功率等级、输出电压宽的特点，采用数字控制ZVS 移相全桥变换器方案设计了一台输出功率2.2kW 电力试验电源。实验样机输出采用限压恒流控制，当负载电流超过预定值（10A）时，转为恒电流输出。样机电压范围宽达25～220V，在宽的输出电压和较大负载下工作稳定，均能实现原边侧开关管的ZVS，有较高效率，验证了系统方案、设计和数字控制有效可行。

[1] (美) Sanjaya Maniktala,王志强,郑俊杰等译.开关电源设计与优化[M].北京: 电子工业出版社,2006.

[2] 周玉飞.大功率移相全桥变换器若干关键技术研究[D].杭州: 浙江大学,2007.

[3] 沈燕群,姚刚,何湘宁.带隔直电容的移相全桥DC/DC 变换器特性分析[J].电力电子技术,2005,39(3): 11-13.

[4] 杨旭,赵志伟,王兆安.移相全桥型零电压软开关电路谐振过程的研究[J].电力电子技术,1998,32(3): 36-39.

[5] 阮新波.脉宽调制DC/DC 全桥变换器的软开关技[M].2 版.北京: 科学出版社,2013.

[6] 王敏.3kW 移相全桥软开关充电机的设计与研究[D].大连: 大连理工大学,2013.