RFID读写器反激式电源模块电路设计

胡建晨，张亚军，陶 怡

（西安航天自动化股份有限公司，陕西 西安710065）

0 引言

开关电源技术随着近年来的高度集成化芯片的发展逐渐往小型化、高频化、高效化的方向发展，近年来PI公司、Fairchild公司、TI公司等集成电路公司都推出了自己的PWM控制芯片［1］。高度集成化的控制芯片使得需要的外部周边器件简单，使用各个公司自主研发的设计软件可以很方便的设计一款开关电源，然而，高度集成化带来的问题就是设计的自由度偏低，芯片的可利用率和价格比偏低，而各个厂商的设计软件仅仅能仿真几款各自的特定的芯片，没有提供在如Saber，Spice等仿真软件中的芯片模型。在实际应用中，设计一款符合产品需求，运行状况良好的开关电源是开关电源设计的关键。基于RFID对电源模块的需求，设计一款88mm×70 mm的220VAC到5VDC的开关电源，由于RFID在最大读取标签时工作电流接近1.5A，设计的开关电源最大输出电流设置为3A。

在输出功率需求不高小型化的设计中，根据Erickson R W的理论计算［2］，反激式开关电源的功率开关利用率0.385大于正激、全桥、半桥式的0.353。选取反激式转换器结构。考虑到反馈的设计以及电流模式控制器的优点选取电流型PWM控制芯片UC3842。

在使用UC3842芯片设计的开关电源中，控制芯片外围电路设计简单，电流型PWM控制芯片结构消除了环路中的电感带来的双极点从而可以有效简化反馈环路的设计，反馈采用稳压管TL431和光耦构成的输出端反馈模式［3］。在基于UC3842的设计当中，设计师往往把反激式结构中的各个模块分开设计，着重设计芯片周边以及反馈电路，忽略了其他部分的设计，然而在实际设计过程中，周边电路设计的重要性不亚于控制电路，比如根据Dr.Middlebrook的特别元定理（extra element theorem）［4］，输入滤波器的输出阻抗必须远小于变换器的输入阻抗，否则电路震荡。本设计细致讨论了周边电路设计如输入滤波器的设计，斜率补偿，接地电路设计等问题。通过Saber仿真确定设计，通过和RFID的联合调试确定设计符合要求，工作稳定。

1 反激式开关电源基本原理

开关电源的基本设计原理是将工频交流变直流，直流给IC芯片供电，IC芯片通过开关管把直流变高频交流，通过高频变压器变高频交流，再变直流输出。反馈从输出直流采样，输入IC控制开关占空比来稳定输出电压。开关电源原理如图1所示。

图1 开关电源设计原理

反激式开关电源的控制转换器利用电流型双闭环结构。反激式转换器的特点是在开关管的关断时，变压器一次侧线圈内的电感能量通过整流二极管给负载供电，在开关管导通时，变压器一次侧线圈储存能量，这时的输出是由输出电容内储存的能量提供的，反激式转换器原理图如图2所示，当输出检测电阻R1和R2检测到的电压小于基准电压Vref时，误差通过误差放大器EA放大，开关管Q1导通，变压器原边电感电流以斜率（Vg－Von）／Lm上升，采样电阻Rs将原边电感电流变为采样电压，采样电阻Rs上的采样电压和误差电压比较，当采样电阻Rs上的电压上升到高于误差电压时，输出低电平，开关管Q1关断直到振荡器下个时钟信号到来，下一个周期开始。反激式开关电源不需要输出储能电感，直接利用变压器电感储能，拓扑结构简单。控制电路部分主要由电流型PWM芯片UC3842及周边电路决定。

图2 电流型反激式转换器的基本原理

2 电流型PWM芯片UC3842

设计所使用的主控制芯片是固定频率电流模式PWM芯片UC3842，该芯片集成了振荡器、误差放大器、PWM比较器、SR触发器等关键控制器件。具有欠压和过流保护，图腾柱式输出，工作频率可达500kHz，启动电流小于1mA，最大输出电流可达1A［5］。

各个引脚用途是，7脚是供电脚，当电压大于16 V启动门限时，施密特触发器输出高电平，稳压器给8脚提供5V基准电压，当电压低于10V时施密特触发器输出低电平欠压锁定。内部稳压管将最大输入电压限制在36V。4脚通过外接RC电路，8脚通过电阻RT给CT充电，CT通过内部电流源放电来决定振荡器的频率。2脚是误差放大器的反相输入端，1脚是误差放大器的输出端用来提供补偿。3脚是电流检测脚，通过和误差放大器的输出决定占空比，当3脚大于1V时过流关断。6脚提供图腾柱式输出，最大工作电流1A加速了开关管的关断。

3 反激式开关电源控制部分设计

控制部分原理图如图3所示。

图3 控制部分电路原理

反激式转换器的控制部分大部分集成在UC3842芯片内部，只需要少量的外部器件就可以实现需求的控制功能，主要控制功能模块包括：启动电路、频率设计、保护电路、驱动电路和斜率补偿。

3.1 启动电路和频率设计

启动电路通过启动电阻给7脚提供大于16V的启动电压，当系统启动，7脚的供电由辅助绕组提供。

系统的工作频率由8脚和4脚之间的定时电容电阻决定，8脚的5V基准电压通过电阻R9给电容C15充电，电容C15再通过内部电流源放电产生锯齿波，电容放电时间决定了芯片输出PWM的死区时间。为保证性能选取死区时间小于振荡周期的5%，根据时序图得到C15为3.3nF，令工作频率为47kHz，根据公式fosc＝1.7／（R9＊C15）选取R9为11kHz。

3.2 过流保护电路

芯片的过流保护电路是通过过流检测电阻将原边的电感电流转化成电压和误差放大器的输出电压通过PWM比较器来实现的。当3脚电压大于1 V，输出关断。令峰值电感电流为1A，选取电流检测电阻R13为1Ω。为防止变压器原边电感电流尖峰导致的误关断，接入R11和C14滤除尖峰，尖峰电流约几百纳秒，取R11为1k，C14为500pF，时间常数τ＝RC＝500ns。

3.3 MOS管驱动电路

MOS管驱动电路要保证PWM的波形良好，特别是下降沿，输出6脚接栅极串联电阻R6将衰减由MOS管输入电容和在珊源电路中的任何串联引线电感所产生的高频寄生震荡。为了保证MOS管的开关PWM波形，R6一般取值较小为十几欧姆到二十几欧姆。R8是MOS管栅极泄放电阻，取15kΩ。

3.4 斜率补偿

在峰值电流模式控制当中，恒定了电感电流的峰值而没有恒定电感电流的平均值，占空比的改变会改变平均电流，控制峰值电流的内环保证了电感电流的峰值，然而不能控制与输出电压对应的正确电感电流平均值，导致输出电压反复变化，在占空比大于50%时，电感电流扰动会形成震荡。在本设计中需要加入斜率补偿。采用上斜率补偿［6］，即是在电流采样信号上叠加一个正斜率电压。本设计采用电容式补偿，在3脚和4脚之间加入一个100pF的C51电容，这样振荡器的振荡信号通过电容给C51给3脚充放电。这种斜率补偿方法为了避免吸收振荡器的电流以及不至于在3脚上产生过大负电压，电容值取小，通常pF级。

4 反激式开关电源周边电路设计

4.1 EMI以及整流滤波电路设计

为了滤除高频电网对设备的干扰以及高频开关对电网的干扰，输入级要加入EMI滤波电路，常用的EMI滤波电路如图4所示。

图4 EMI以及整流滤波部分

C1接在电网输入端，C2接在设备输入端，用来滤除差模干扰，L同向共模扼流圈滤除共模干扰，C16和C17接地滤除共模干扰。

C16和C17漏电流j2πfCV，对两个同样的电容来说，漏电流的幅值为：＝2πfCV，f为电网频率50Hz，C为对地总电容4 400pF，V为对地电压110V，所以Ileak＝0.15mA，符合安全标准经过EMI以后有效值为220VAC的工频交流电，幅值为×220 V，输出直流电压为：＝0.9×220 V，二极管的反向击穿电压应该满足：V≥1 .25 ××Vin（max）＝1 .25 ××250≈441.8 V，C为滤波电容，RL为负载。时间常数RLC越大电容充放电越平滑滤波效果越好。留一定余量选取反向耐压高的1n4007二极管。

4.2 滤波器输出阻抗和变换器输入阻抗带来震荡

变换器的输入阻抗和滤波器输出阻抗不匹配也会导致震荡。闭环系统的变换器输入阻抗可以看做是一个负电阻。滤波器为LC滤波器，考虑电容和电感的ESR可得传递函数为：

使得系统恒态震荡的变换器输入阻抗为：Rin＝，所以，只有当闭环变换器的输入阻抗小于计算得到的滤波器震荡输出阻抗时，传递函数阻尼因数为正值，为衰减震荡最终趋于稳定，否则电路震荡。

4.3 缓冲电路设计

为防止功率管因关断过压而损坏，加变压器原边RCD缓冲电路。输出端为防止硬关断击穿输出二极管，加输出缓冲电路，如图5所示。

图5 缓冲电路部分

当MOS管关断时候，原边电流id通过变压器原边漏感给开关管的寄生漏源电容充电，这个高频电压可能使得加在开关管上的电压超过耐压而击穿开关管，所以加RCD缓冲电路提供一个电压泄放路径。二极管选用耐压高的快速恢复二极管FR107，RCD电阻选择5kΩ，电容3 300pF。

当输入开通MOS管开，输出关断瞬间，加在输出肖特基二极管上的电压VD＝Vo＋VL＝Vo＋L，MOS管硬关断导致击穿二极管。加RC缓冲电路以后，加在肖特基二极管上的电压VD＝Vo＋Io×R3。MOS管2SK792的开通时间是55ns，肖特基二极管SB540的反向耐压是60V，输出Vo是5V，最大电流3A，所以最大缓冲电路等效电阻为18.33 Ω，所以≤18.33Ω，R 取18 Ω，C取560pF。等效串联电阻为18.06Ω。

4.4 输出电路设计

输出部分通过肖特基二极管整流，滤波采用低ESR电容并联更加减小输出等效电容ESR，如图6所示。

图6 主输出及反馈电路

输出取样电路通过R5和R12分压来取样，R12的取值参考TL431输入端电流，1.5μA，为避免此段电流影响分压比和避免噪声，使通过电阻R12的电流为TL431输入电流的100倍以上。Rlow＜2.5／150μA＝16.6kΩ。可以取3.9kΩ，同样R5取3.9 kΩ。Tl431工作电流1mA到100mA之间，所以当Rs的电流接近0时，由R14给TL431提供电流1 mA，R14＜Uf／1mA，查 PC817B手册可知Uf＝1.15V，所以R14＜1.15kΩ，可以取1kΩ。

由PC817B的三极管特性曲线可知，当二极管正向电流约7mA时，IC也为7mA，而且射极电压在很宽的范围内线性，则在uc3842comp脚的范围内是线性。PC817B的CTR是1.3～2.6.当IC＝7 mA，考虑最坏情况，CTR ＝1.3，要求流过发光二极管的最大电流为If＝IC／1.3＝5.38mA，R4＜（5－Uka－Uf）／5.38mA＝（5－1.15－2.5）／5.38 mA＝250Ω，TL431承受最大电流为150mA，PC817承受最大电流50mA，所以R4提供的电流最大为50mA，所以R4＞（5－1.15－2.5）／50mA＝27Ω。所以取27Ω＜R4＜250Ω，取150Ω。

4.5 接地电路设计

开关电源中采用变压器进行冷热地之间的地隔离，变压器原边热地通过电网可构成回路，变压器次级是冷地不与大地构成回路，C16和C17选取安规Y电容把零线和火线接外壳地，用来滤除共模干扰。冷热地之间的电容C18把变压器副边的噪声短路到初级地，减小辐射电磁波。

4.6 反馈电路设计

反馈电路用以稳定环路［7］，峰值电流模式控制器从反馈到输出端的传递函数为：

反馈采用二型误差放大器，传递函数为：

带入参数，根据相位裕度和增益裕度选取截止频率为3kHz，零点和极点分别选取为1kHz和9 kHz，计算得到R7为15kΩ，C25为0.01μF，C11为680pF。

5 实验结果及分析

5.1 Saber仿真试验结果

电源输入220VAC，50Hz工频电，开关频率f＝47kHz，其他器件选取前面已经介绍过，采用Saber进行仿真。图8是控制芯片UC3842的4脚震荡波形和6脚驱动开关管波形，图9是电流检测电阻上的电流波形。

图8 UC3842的4脚震荡波形和6脚驱动开关管波形

图9 电流检测电阻上的电流波形

输出为5V，3A，纹波＜100mA。满足设计要求。

5.2 电源对RFID供电试验结果

通过比较电源模块对RFID供电以及USB对RFID供电结果得到USB给RFID供电输出功率最大26dbm，反激电源供电输出31dbm。

6 结束语

介绍了实际反激式开关电源设计中存在的问题如斜率补偿，滤波器输入阻抗和变换器不匹配导致的震荡，提出了基于RFID读写器的解决办法，设计的输出为5V，3A，符合RFID读写器的电源需求，为RFID读写器产品设计合适的接口，输出纹波小、精度高、控制芯片外部电路结构简单，可以实现小型化。本设计介绍了各个模块的工作原理和选型要求，成本低廉，适用于小功率开关电源，尺寸小，便于携带，通过实验证明适合RFID读写器的电源需求。

［1］ Power Integrations-HandBook and Manual Design［Z］.NJ，2003.

［2］ Erick R W，Dragan M.Fundamentals of Power Electronics.Second Edition［M］.New York（NY，USA：Kluwer Academic Publishers，2000.171－173.

［3］ 王闯瑞，胡荣强.反激型开关电源反馈回路的改进［J］.通信电源技术，2005，22（2）：42－44.

［4］ Middlebrook D.Design techniques for preventing Input-filter oscillations in switched-mode regulator，advances in switched-mode power conversion［J］.1and 2，TESLAco，1983.

［5］ UC3842Datasheet［R］.On Semiconductor Co，2000.

［6］ 王彬，张冬来.开关电源驱动信号斜率补偿技术的研究［J］.通信电源技术，2005，22（4）：1-3.

［7］ Abraham I.Pressman，Keith Billings.开关电源设计.3版［M］.北京：电子工业出版社，2013.