独立运行无刷双馈发电机基于空间矢量调制的直接电压控制技术

独立运行无刷双馈发电机基于空间矢量调制的直接电压控制技术

姬 凯1黄声华1曾 川1高 跃2

（1. 强电磁工程新技术国家重点实验室(华中科技大学) 武汉 430074 2. 武汉船用电力推进装置研究所 武汉 430064）

这篇文章介绍了一种新颖的无刷双馈发电机变速恒频独立发电控制策略，基于其数学模型的分析，提出并详细讨论了基于空间矢量调制的直接电压控制策略。利用发电机系统的模型推导估计变换器输出电压的方法，跳过电流控制环节，保持直接控制的固有快速动态响应和鲁棒性，并引入空间矢量调制实现开关频率恒定，减小谐波和脉动，提出了一种基于锁相环的转子初始位置检测方法提高磁场定向精度。文章对独立运行和并网型直接控制及矢量控制给予了比较和评估。实验结果验证了所提控制策略的可行性和有效性。

无刷双馈发电机 独立运行 直接电压控制 空间矢量调制 变速恒频

1 引言

无刷（Brushless）双馈发电机（Doubly Fed Induction Generator, DFIG）继承了DFIG的优点:通过较小的交流励磁控制实现变速恒频运行，且其新的应用价值不断被挖掘[1-2]:包括取缔了电刷而具有坚固的结构、较低的成本，适应恶劣环境；适于低速运行特性，减小了变速机械而降低振动噪声；具有优良的低电压穿越能力，易于满足并网规程等。

BDFIG控制策略的研究甚为活跃，基于矢量模型[3-5]，文献[6-8]提出功率绕组(Power Winding, PW)定子磁链定向(Stator-Flux-Oriented, SFO)的矢量控制(Vector Control, VC)，实现了无功和有功分量的解耦，具有优良的动态性能，针对并网规程，通过改进的PW-SFO控制，也能实现各种优化目标。文献[9]提出空载同步控制实现柔性并网，但对电机参数具有一定依赖性，为提高电网故障时低电压穿越(Low-Voltage Ride-Through, LVRT)能力，文献[10]在对称故障时，利用控制绕组(Control Winding, CW)侧变换器，产生CW电流矢量及相应的漏磁场分量，抵消PW定子磁链暂态直流分量，文献[11]针对不对称故障，在正序同步坐标系，用变换器输出电压平衡瞬态正序CW反电势，抑制瞬态正序电流，而负序和零序电流仅依靠电机漏感抑制，文献[10-11]的局限在于:在正序同步旋转坐标系零序和负序分量表征为电网频率倍数的交流成分，致使单独的PI(Proportional Integral)调节器不能实现无静差跟踪，另外，控制效果受到变换器容量的限制，故障期间亦无法实施机端无功和有功功率的有效控制，协助电网电压恢复。文献[12]提出在不平衡电网电压条件下将系统分解成正、负序对称分量再实行各自的d-q轴解耦控制，消除绕组电流二倍电网频率负序成分，以及功率或转矩的二倍频脉动，然而，该方法采用陷波器提取正、负序电流，势必引入延时和误差，影响系统的动态性、精确性和稳定性。总体说来，VC系统采用双闭环间接控制结构和线性控制器，在对脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)变换器这种离散型非线性系统控制时，会造成控制误差和动态时延，此外，矢量定向需引入坐标变换，这都使得整个控制系统结构复杂、动态性能欠佳，对控制器和电机参数依赖较大。基于PW-SFO的改进方法[9-12]致使问题更为突出。直接反馈控制(Direct Feedback Control, DFC)[13]基于转子磁链定向，控制CW电流实施转矩和磁链的反馈控制，简化了系统，但沿用了双闭环调节和坐标变换，接近VC的思想。另外，上述研究均未提及转子初始位置的检测，易导致矢量定向偏差，值得进一步探索。功率/转矩(Power/Torque, P/T)的直接控制(Direct Control, DC)动态响应优异，解耦性好，鲁棒性强，亦受到广泛关注。查表法(Lookup Table, LUT) DC[14-16]采用开关型滞环控制，其特性与变换器的离散非线性特征十分匹配，但掣肘于开关频率不固定导致的宽频谐波污染，不利于滤波器设计，不适于谐波要求严格的系统，且控制效果需要依赖较高的采样频率；预测(Predictive, P)DC[17]根据上一开关周期的被控量偏差，选择和预估下一开关周期优化电压矢量及其作用时间，以此消除误差，实现开关频率恒定，减小脉动，兼有稳态性能和动态响应，但主要缺点是对电机参数依赖较大，算法复杂，实现困难，还有改进的必要和空间；间接定子量控制(Indirect Stator-Quantities, ISC)[18-19]在静止坐标系实现定频控制，鲁棒性强，并具有电流限幅，但内环线性调节的引入，使动态性能不如传统DC。BDFIG无速度传感器控制方兴未艾，文献[20]通过对转子磁链同步速和转差速度的开环估算得到转速，没有延时，但缺乏误差校正环节，鲁棒性和辨识精度难以保障；文献[21]提出的模型参考自适应(Model Reference Adaptive System, MARS)方法，以PW磁链电压模型为参考模型，其参数的准确程度直接影响辨识精度。文献[22]独辟蹊径，基于MARS设计磁链、转速全阶自适应观测器，在宽速度域得到较好的稳定性、动态响应，但实现复杂，研究仅局限仿真。并网运行系统的研究[6-22]成果丰硕，但独立系统如常规电网未覆盖地区的风、水力发电，船舶轴带发电等却鲜有涉及。独立系统在负载条件和原动机转速变化时，本身必须快速稳定电压和频率，使之运行在安全合理范围，对此问题分析进而寻求新的控制策略既具理论意义又有实用价值。

本文基于BDFIG模型，提出采用PW-SFO直接电压控制(Direct Voltage Control, DVC)的独立运行策略，通过PW定子机端电压误差调节、系统的状态和模型参数直接计算CW定子参考电压，跳过电流环，保持DC快速动态响应和鲁棒性，并引入空间矢量调制(Space Vector Modulation, SVM)实现开关频率恒定，减小电压脉动，提出一种基于锁相环(Phase-Locked Loop, PLL)的转子初始位置检测方法；更对独立运行DC控制予以了比较评估。实验验证了控制策略的可行性和有效性。

2 BDFIG独立运行原理

BDFIG工作的基本原理是经特殊设计的转子的磁场调制作用，使PW和CW两套不同极对数定子磁场间接相互作用，并对其控制实现机电能量传递[1]。电机通常工作在同步模式，如图1所示，转子角速度ωr与两套定子角频率关系为:

pp，pc，ωp，ωc分别为两套定子绕组的极对数和电角频率，两套定子绕组的转差角频率即在转子参考坐标系感应出的磁场角频率分别为:

在同步模式下，ωrc=-ωrp，当CW定子通直流电时(ωc=0)，BDFIG运行于所谓自然同步速ωn。

类似于DFIG，通常电机运行于±30%ωn范围。

图1 BDFIG同步模式运行Fig.1 BDFIG synchronous mode of operation

独立运行系统如图2，电机由原动机变速驱动，PW定子直接与负载相连，传递大部分功率，CW定子经双向变换器与负载相连，改变CW定子电压的幅值、频率实现变速恒频运行，CW定子流动的功率是由电机转速范围所决定的等效转差功率。

图2 BDFIG独立运行发电系统Fig.2 BDFIG based stand-alone power generation system

3 BDFIG数学模型

采用PW定子量同步旋转d-q坐标系中矢量形式的数学模型[3-5]，电压方程为:

磁链方程为:

转矩方程:

其中，Im为取虚部算子，D=d/dt为微分算子，j为虚部，U、I、Ψ分别为电压、电流、磁链矢量，L、R、p、ω分别为电感、电阻、极对数、角频率，下标r、p、c、m分别为转子、PW、CW、互感参数。转子磁链方程体现了两套定子绕组的耦合关系，在CW定子电压方程中，定义等效转差率ωs:

ωs体现了PW定子同步旋转坐标系和CW定子静止坐标系的角频率关系。显然，磁链方程带入电压方程后按d-q分量展开是六阶模型，给分析和控制策略推导带来了困难。注意到转子电压方程为零:

由BDFIG运行原理，PW定子转差角频率ωrp=0时对应于电机稳定运行的转速上限ωr_max=ωp/pp，而通常ωrp在工作转速范围（±30%自然同步速ωn）均取较大值，且对于设计优良的BDFIG，其转子电阻Rr很小，综合各量的影响，-Rr/(D-jωrp)项在稳态和瞬态均取很小值，意味着，理想BDFIG转子在运行中起极数转换作用，其本身总磁链较小，可忽略。由转子磁链方程得转子电流:

代入PW、CW磁链方程，并结合电压方程得:

式中:

上式清晰体现了电机PW和CW定子的电磁耦合关系，式(14)- (17)模型按d-q分量展开降为四阶。

3 独立运行BDFIG的SVM-DVC控制

BDFIG独立运行系统的网侧、CW侧变换器通过直流母线解耦而相对独立，网侧变换器稳定母线电压，保证输入电流低谐波并运行于期望功率因数，不直接参与电机的控制，而CW侧变换器控制电机变速恒频运行，控制的有效性直接影响系统的性能。

3.1现有BDFIG直接控制分析

迄今为止，BDFIG CW侧变换器DC控制仅应用于并网系统，该方法采用电压空间矢量，控制CW磁链矢量的幅值和转速，进而控制PW、CW磁链矢量间夹角，跳过了电流环，达到直接控制功率或转矩的目的，相对VC，其动态响应优异，解耦性好，鲁棒性强。DC发展经历了LUT-DC，矢量细分LUT-DC，发展到P-DC以及ISC过程。LUT-DC[14-16]采用开关型滞环控制，根据误差输出被控量变化趋势标志，再结合定向矢量所在扇区，从优化的开关表中选择电压矢量实现快速控制，其控制特性与变换器的离散非线性特征十分匹配，显示出特有的优良控制效果，并消除了电流环和坐标变换，动态性能很好，改进的矢量细分LUT一定程度上减小了脉动，但该类方法共同弊病是由于开关频率不固定，会引入宽频范围的谐波污染，不利于滤波器的优化设计，不适于谐波要求严格的系统，同时，给功率损耗的估计和器件选型等方面带来困难，而且其较好的控制效果，需要较高的采样频率，这对数字实现提出了更高要求。P-DPC[17]根据上一开关周期的被控量偏差，而预估下一开关周期所期望的平均电压，在其作用下能在单个开关周期消除误差，并在开关周期内选择优化电压矢量序列，分别计算出各矢量的作用时间，实现开关频率恒定，减小了脉动，保持DC固有的快速响应，有效解决了动、静态特性的矛盾，但主要缺点是其过程相对复杂，计算量大，数字实现困难，且对电机参数依赖较大。ISC[18-19]在静止坐标系对CW定子磁链的幅值和相位进行调节，得到参考电压经PWM调制输出，该方法无需坐标变换，继承了DC鲁棒性强等优点，亦实现了定频控制，功率脉动小，稳态性能好，并实现电流限幅，但引入了内环，并采用线性调节器实现对PWM变换器这种离散非线性系统控制，势必造成一定的控制误差和动态响应时延，动态性能不如传统LUT-DC和P-DC。一些无速度传感器控制亦引入DC，文献[20]依据模型参数开环推算转速，动态性能优良，但缺乏误差校正环节，易受参数准确性和负载变化的影响，系统鲁棒性和辨识精度得不到保障。文献[21]采用全阶自适应观测器含有MRAS的控制思想，利用调节参考模型(电机本体)和可调模型(磁链观测器)的误差来估计转速，并同时辨识定、转子电阻，减小参数变化的影响，在宽速度域得到较好的稳定性、动态响应，但算法复杂，对处理器要求高，研究仅局限仿真。本文提出一种新颖的独立运行BDFIG定频DVC方法。

3.2 独立运行BDFIG SVM-DVC控制

由式（17）CW定子磁链方程，得CW电流:

代人式（16）PW定子磁链方程得PW磁链为:

代人式（14）PW定子电压方程，机端电压为:

由式（14）得CW定子磁链表达式:

式中，

式（21）代入式（15）CW定子电压方程得CW定子电压表达式:

式（22）直接反应了CW定子电压与PW物理量的关系，PW定子电压、磁链可直接由CW电压控制，另外PW、CW电流也分别对其产生影响。

为便于推导，采用PW定子磁链定向，即旋转坐标系的d轴定向在PW定子磁链矢量方向，并将Ψp按d-q轴分量展开，则:

由于PW定子电阻Rp较小，忽略较小的PW电阻压降，PW磁链Ψp与电压Up矢量近似垂直，若Ψp恒定，Up的d 轴分量约为0，稳态时:

对式（22）PW定子电压的微分项按采样周期时间Ts作离散化处理，并按前述考虑PW定子电阻Rp较小，忽略含Rp项，可得满足PW定子参考电压的CW定子输出电压参考值，在PW定子磁链定向坐标系，按d-q轴分量展开，可由下式给出:

其中Ts为采样周期，PW定子电压的参考值按式（24）给出，式（25）第一项表明CW定子电压参考值的计算是基于PW定子电压瞬时误差来实现的，相当于用了一个比例控制器对PW定子机端电压进行闭环调节，第二、三项表明稳态时，PW定子电压Up、电流Ip对CW定子电压方程产生的影响，第四、五、六项为动态时，PW电流的微分项、PW定子磁链的一阶和二阶微分项对CW定子电压方程产生影响，最后项为CW定子电阻Rc压降。为避免求导所引入的干扰，同时考虑到稳态运行时，PW定子磁链、电压、电流在同步旋转坐标系中保持恒定直流，其微分项以及高价微分项为零，且CW定子电阻压降也较小，将上述因素忽略，而对于PW定子电压Up、电流Ip的影响采用前馈补偿环节以提高闭环系统的动静态特性，进一步考虑到式（25）控制方法相当于仅用比例控制器对机端电压进行调节，只能减小而不能消除系统稳态误差，为对机端电压实现无静差调节，引入积分环节，构成PI调节器，于是，式（25）可改写为如下形式:

式中，第一项kp，ki分别为PW定子电压d-q轴分量PI调节器的比例、积分系数，第二项为前馈补偿项，若考虑PW定子磁链定向坐标系中upd≈0，式（26）还可进一步简化。前馈补偿项由于受电机参数不准确或变化的影响，以及导数项的忽略，无法做到完全的补偿，实际系统中将上述近似和忽略因素均作为扰动，而闭环具有削弱环内扰动的能力，近似的补偿也提高了电压直接闭环的动静态性能。

CW侧变换器输出电压限幅值可按下式计算:

式中，Ucmax为CW定子侧变换器输出电压的最大值。该输出参考电压转换到CW定子静止α-β 坐标系，经SVM调制后控制变换器输出开关信号。

值得注意的是，由于PW机端电压Up为给定量，同时表明PW定子磁链Ψp角度θp可直接由频率参考值ωp*积分获得，而不需要通过磁链辨识得到。

式（28）保证在变化转速的动静态条件下，PW定子磁链Ψp均以指令频率旋转，由此获得PW定子量的恒频控制，并且由于θp不是通过测量的电压方程积分得到，不受测量误差及噪声干扰引入的影响。

上述控制策略，是直接对PW定子机端基波电压实施调控，也为将其引入不平衡及非线性负载条件的应用奠定了基础，改进后可拓展到对电压的指定次谐波分量进行直接抑制，作为基波控制的辅助补偿，更为有效。参考负载不平衡和非线性条件下独立运行的DFIG VC[23-24]研究，由于负载不平衡导致存在负序电流分量，此时机端电压及电磁功率也会出现二倍频波动，机端电压畸变影响独立电网的供电质量，PW定子基波正序同步旋转坐标系中PW及CW定子电压含有直流和负序二倍基频交流成分，而按平衡负载条件设计的电压PI调节器只能对直流量实现无静差调节，考虑到谐振（Resonant, R）调节器可对谐振频率的正负序交流量提供足够大的幅值增益和零相移而实现无静差调节[25-26]，在式（26）所示PI调节的基础上嵌入二倍基频的R调节抑制PW电压中的二倍频振荡，得下式。

式中，kr为PIR调节器的谐振系数，谐振频率ωi=2ωp，ωc为截止频率。在非线性负载条件下如六脉波整流，电流存在负序五次、正序七次谐波，电压及电磁功率中出现六倍频脉动分量，PW定子基波正序同步坐标系含直流和六倍基频交流成分，引入谐振频率为六倍频的R调节抑制PW电压的五、七次谐波，则式（29）中可令ωi=6ωp，其正负序“双向谐振”的特性予以发挥。由于PIR控制器在基波正序同步坐标系对正、负序及指定次谐波分量实行统一调节，没有正、负序分解或谐波提取的环节，其调节系数仍可参照平衡线性负载条件下同步坐标系的调节器来设计，从而保证快速、精确控制。

3.3独立运行BDFIG SVM-DVC控制坐标系转换

上述控制特性，系统在PW定子磁链定向同步旋转坐标系下建模，而实际上PW、CW定子均工作在各自的静止坐标系，PW电压、电流需要从PW静止坐标系转化到旋转坐标系，而CW电压需要从旋转坐标系转化为CW静止坐标系，图3给出了瞬时各坐标系的空间位置说明，包括pp对极分布的PW定子α-β静止坐标系，PW定子同步旋转d-q坐标系，pc对极分布的CW定子α-β静止坐标系，转子分别对应pp对极和pc对极分布的α-β静止坐标系，PW定子静止坐标系α轴与PW a相轴线一致，γ为PW和CW定子a相轴线夹角，θc为CW静止坐标系α轴与PW定子磁链矢量即同步旋转坐标系d轴位置角，其导数即CW定子量角频率ωc，θp为PW定子磁链矢量与静止坐标系α轴位置角，其导数即PW定子量角频率ωp，δ为转子初位置角，θr为转子α轴与PW定子α轴夹角，其导数为转速ωr。物理量在PW定子磁链定向旋转坐标系与CW定子静止坐标系的变换关系为:

图3 BDFIG参考坐标系空间位置及初始角度Fig.3 BDFIG reference frames position and initial angles

式（30）中，θp与θr分别由给定PW定子频率和编码盘实测转速积分得到，而求解θc需要知道γ和转子初位置δ，γ取决于电机本体，而δ可利用PLL修正检测:启动时，假定δ=0，即转子初位置与PW a相绕组轴线一致，此时由γ、θp、θr及式（30）可得初始坐标变换角θc0，然而，当δ≠0时，矢量定向不准确，导致PW定子电压参考相位θp*与实际PLL测量相位θp-pll存在偏差Δθp，由式（30）不难求出:

将δ带入式（30）得到θc，确保PW定子磁链的准确定向，此时Δθp=0。在实际工程应用中，考虑到θp与θc的线性关系，对偏差Δθp进行PI调节，作为初始坐标变换角度θc0的补偿量θcc，δ、γ作为常值偏置扰动，调节器的积分作用消除该扰动引起的静差，如图4所示，当Δθp=0后，可去除补偿量θcc。

图4 坐标变换角度检测Fig.4 Coordinate transformation initial angles detection

3.4独立运行BDFIG SVM-DVC评估

独立运行BDFIG SVM-DVC控制框图如图5所示，在PW定子磁链强迫定向的同步旋转坐标系，采用两个独立的d-q轴调节通道，通过PW定子电压误差、系统的电压、电流状态和模型参数直接计算并更新CW电压参考值，保持了DC固有的快速动态响应和鲁棒性。积分器的引入尽管给系统的动态性能带来一定的影响，但消除了稳态误差，提高了控制精度，而前馈补偿环节的引入提高了动态性能。CW定子参考电压转换到静止α-β 坐标系后引入SVM调制控制变换器输出开关信号，从而在固定时间间隔内使电压矢量的选择达到一种最优状态，实现开关频率恒定。该方法跳过了电流环，相比VC和ISC，简化了控制结构，提高了动态响应，尤其是避免了传统VC中CW定子d-q轴电流复杂的解耦控制，同时，由于CW电流不直接参与调节，其传感器仅用作过电流保护，而可采用低精度和带宽的器件以降低成本。相比LUT-DC及其矢量细分技术，避免了开关频率不固定导致的宽频谐波污染，便于滤波器等硬件设计，减小了脉动和谐波，且无需较高的采样频率。相比P-DC，省去了单周期内最优电压矢量序列选择及其作用时间的复杂计算过程，实现简便。该方法嵌入R调节后可拓展到对正、负序及指定次谐波分量进行直接统一调节，而无需相序分解或谐波提取环节，保证快速、精准控制。

独立运行系统与并网系统在控制目标上大相径庭:并网系统中电网可作为无穷大电压源，发电控制类似于四象限驱动控制，电磁转矩、机端输出功率为控制目标，而独立系统作为小型电力系统，转矩、机端功率取决于负载类型，在负载条件和原动机转速变化时，其本身必须快速稳定其控制目标机端电压幅值和频率。但是，两种系统电压、电流、转矩、功率仍满足相同的表达式，两者均可基于经典的VC或DC控制，最终归结于对CW定子电压调控，仅因为满足的控制目标不同而导致电压参考值给出方式有所区别，因此，本文的控制思路同样适用于并网系统。另外，独立系统机端电压相位显然不存在与电网同步的要求，PW磁链相位角的获取也无需通过磁链辨识，而直接由频率参考值积分得到，避免了测量噪声的引入。

图5 BDFIG独立运行系统基于空间矢量调制的直接电压控制框图Fig.5 Schematic of the SVM-DVC of BDFIG for stand-alone power generation systems

4 独立运行BDFIG SVM-DVC实验分析

为验证所提的BDFIG独立发电SVM-DVC性能，进行了实验，电机参数见附录表1，直流电机及晶闸管调速器SIMOREG-6RA70模拟原动机，变换器功率器件为IGBT，开关频率为1kHz，采用基于TMS320F2812芯片的控制硬件核心，电阻和感应电机构成阻感负载，电压、电流采用示波器探头和卡钳测量，转速由光电编码器检测，转速、频率信号通过DSP芯片的DA模拟量口滤波后输出。

图6(a) (b)为恒定电阻负载，转速分别在亚同步700rpm，超同步800rpm保持恒定时，PW定子线电压upbc、相电流ipb、CW定子相电流icb及电机转速nr的稳态运行工况波形。CW定子侧变换器开关频率并不高，而PW定子电压基本无脉动，电压、电流呈正弦具有较低的谐波畸变率，缘于SVM-DVC优良的定频控制性能，同时，BDFIG相对DFIG较大的漏阻抗，对高次谐波的抑制亦起一定的滤波作用。稳态CW定子电流的频率均和相应转速下的等效转差频率相等，满足式（11）角频率关系，而PW定子机端电压幅值恒定，频率为50Hz保持稳定。图中线电压upbc与相ipb相位差30°，因此PW定子相电压和电流的相位差为0°，功率因数为1，此时电机输出有功功率，具有良好的功率输出性能。

图6 BDFIG独立发电稳态控制性能Fig.6 Steady state control performance of BDFIG for stand-alone power generation

图7 (a)为转速在亚同步700rpm时，电阻突加感应电机阻感负载的动态工况下，PW定子线电压upbc、相电流ipb、CW定子相电流icb及电机转速nr波形，(b)为按时间轴局部展开后的瞬间波形， PW定子机端突加感应电机负载，电机启动过程中产生较大的有功、无功电流，导致瞬时机端电压下降，但在准确的磁链定向DVC调节下，CW定子电压迅速增加，CW电流随之快速突变响应，以保持PW定子电压、磁链恒定，迅速补偿PW定子电流的变化，不到半个周波电压即恢复原值，动态响应很快，基本上没有超调和振荡波动，图7(d) (e)为转速在超同步800rpm时电阻突加电机负载的情况及其时间轴局部展开瞬时波形，与亚同步性能相当。图7(c) (f)给出了亚同步700rpm和超同步800rpm突加同等负载工况下的电机转速nr及相应PW定子电压频率的波形。在负载剧烈突变情况甚至导致原动机的转速亦产生较大振荡时，PW定子电压频率仅有最多接近2Hz的波动，并且转速尚未恢复稳定，频率已经迅速稳定，缘于CW定子参考相位角计算式（30）中PW定子磁链角度θp直接由频率参考值ωp*积分获得，转子位置θr又由转速实测值ωr积分得到，保证了在变化转速的动静态条件下，CW定子电压频率随着转速相应迅速变化，并满足式（11）关系，与等效转差频率严格一致，则PW定子电压以指令频率旋转，由此获得恒定的机端电压频率控制。

图7 BDFIG独立发电突加负载动态控制性能Fig.7 Dynamic state control performance of BDFIG for stand-alone power generation with impact load

如图8所示为负载恒定，电机转速在一定范围穿越自然同步速连续变化的工况，转速nr及PW定子线电压upbc、相电流ipb、CW定子相电流icb的动态控制响应波形，(a)为由超同步穿越同步到亚同步速连续变化情况，(b)为其逆过程的情况，CW定子电流频率随着转速相应迅速变化，并满足式（11）关系，与等效转差频率严格一致，以保证PW机端电压频率恒定，特别的，在自然同步速，CW电流表征为直流量。整个过程中，PW定子端电压幅值、频率均保持恒定且波形正弦无畸变和脉动，机端电压的控制效果是理想的。

图8 BDFIG独立发电变速恒频恒压控制性能Fig.8 Variable speed constant frequency control performance of BDFIG for stand-alone power generation

5 结论

本文针对独立运行BDFIG变速恒频恒压发电控制这一特殊问题，采用PW定子磁链定向，通过PW定子机端电压误差、系统的电压、电流状态和模型参数直接计算CW定子电压参考值，跳过电流控制环，保持直接控制固有的快速动态响应和鲁棒性，引入积分器消除了稳态误差，提高控制精度，并引入SVM实现对变换器的定频控制，在固定的时间间隔内使电压矢量的选择达到一种最优状态，减小电压脉动和谐波。该方法可以拓展到对正、负序及指定次谐波分量进行直接统一调节。基于PLL在线修正检测电机初始状态的方法保证磁链定向的精准性。实验表明，独立运行系统在合理转速范围内实现了变速恒频恒压发电，满足负载需求，并具优良的动静态性能。然而，动态响应仍未完全脱离对电机参数的依赖，后续研究将致力于电机参数包括转子位置的辨识。

附 录

表1 实验BDFIG参数Tab.1 The BDFIG of experiment specifications

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Direct Voltage Control Using Space Vector Modulation for Stand-Alone Brushless Doubly Fed Induction Generator

Ji Kai1,2 Huang Shenghua1 Zeng Chuan1 Gao Yue2
（1. State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology (Huazhong University of Science and Technology) Wuhan 430074 China 2. Wuhan Institute of Marine Electric Propulsion Wuhan 430064 China）

In this paper, a novel control strategy of variable speed constant frequency for stand-alone brushless doubly fed induction generator was described. Based on the mathematical model, the direct voltage control using space-vector modulation was presented and discussed particularly. The model of the generator power system also used to compute the estimated value of converter’s output voltage, and current loop was simplified, the space vector modulation is adopted for the converter. It inherits quick dynamic performance and robust but also keep switch frequency constant and reduce the harmonic and ripple. In addition, a new initial rotor position detection technique based on phase-locked loop is presented to obtain correct alignment. The direct control and vector control strategy between the grid-connected and stand-alone system were also estimated and compared. Experimental results prove the feasibility and validity of the proposed control scheme.

brushless doubly fed induction generator, stand-alone, direct voltage control, space vector modulation, variable speed constant frequency

TM315

姬 凯 男，1978年3月生，博士研究生，高级工程师，研究方向为电力电子与电力传动，新型电机系统及其控制。

国家科技支撑计划项目（2012BAG03B01）和国家自然科学基金（51377064）资助项目。

2014-09-01

黄声华 男，1951年10月生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动，新型电机系统及其控制