同步控制双向LLC谐振变换器

同步控制双向LLC谐振变换器

江添洋 张军明 汪槱生

（浙江大学电气工程学院 杭州 310007）

本文提出了一种同步控制的双向LLC谐振变换器。为使变换器在正向、反向工作时拓扑结构相同，在电路中增加了一个辅助电感。该辅助电感除了可以使双向LLC谐振变换器的双向工作特性完全对称外，还可以帮助开关管实现软开关。文章提出的双向LLC谐振变换器结构简单、控制方法易于实现。当变换器开关频率小于谐振频率时，所有开关管均可以实现零电压开通（ZVS）；当变换器开关频率大于等于谐振频率时，软开关特性与传统LLC谐振变换器相同。因此变换器具有较高的效率，很适合应用于能量双向流动的场合。同步控制的双向LLC谐振变换器与传统二极管整流的单向LLC谐振变换器的工作特性存在差别，为了精确分析，文章提出了新的等效电路模型，并给出了同步控制双向LLC谐振变换器的电压增益公式和软开关条件。最后通过实验验证了理论分析的结果。

双向 谐振变换器 电压增益 软开关 高效率

1 引言

为了节约能源、保护环境，近年来许多研究都开始关注于合理、有效的利用能源。现代电力电子技术得到了飞速发展。双向DC/DC变换技术在许多场应用场合中都具有重要作用，因此是近年来的研究热点话题[1]。

目前已经有很多类型的双向DC/DC变换器拓扑提出[2-10]。其中隔离型双向DC/DC变换器主要应用于输入、输出端之间电压差别较大的场合，以及对安全等级有要求的场合中。在隔离型双向DC/DC变换器中，双向全桥DC/DC变换器的应用最为广泛[5-10]。双向全桥DC/DC变换器利用原副边之间的移相角传递能量，较易实现软开关，且开关管的电压、电流应力较小，适合应用于大功率场合。但其存在软开关范围窄、关断电流大、循环能量大等问题，从而影响了变换器的整体效率。研究中分别通过改进拓扑和控制方法来改善双向全桥DC/DC变换器的性能。文章[8-10]中通过增大控制自由度来优化变换器的性能。但此类控制方法较为复杂，且无法同时解决所有问题。

谐振型DC/DC变换器可以实现零电流关断（ZCS），因此可以彻底解决循环能量、关断损耗等问题。谐振型DC/DC变换器主要可以分为串联谐振DC/DC变换器和LLC谐振变换器。文章[11]中提出了双向串联谐振DC/DC变换器拓扑，变换器的最大电压增益为1，因此只能工作于降压模式。

相比串联谐振变换器，LLC谐振变换器不仅可以实现零电压开通（ZVS）和ZCS，具有较高的效率，还能够升压、降压工作，因此电压增益范围较宽[12-13]。文章[14]中提出了一种应用于电动汽车的双向LLC谐振变换器拓扑，该拓扑控制方法简单，但在反向工作时实际仍然是串联谐振的结构，变换器只能工作在降压模式。文章[15-16]中提出了CLLC双向DC/DC变换器，使变换器具备对称结构，双向工作时均可以实现软开关，但变换器在重载时电压增益曲线与传统LLC谐振变换器存在区别。

本文提出了一种新型双向LLC谐振变换器，通过增加辅助电感使变换器具有对称结构。变换器原边和副边的开关管采取同步控制的方法，控制策略十分简单、易于实现，且变换器在正反向工作时均能够实现软开关。文章对于同步控制双向LLC谐振变换器工作特性进行了分析，提出了更加合理的等效电路模型，并基于该模型给出了电压增益公式并对软开关特性进行了分析。文章最后通过实验验证了理论分析的正确性。

2 变换器工作原理

图1是双向LLC谐振变换器的电路拓扑。变换器原边、副边均采用全桥结构。原边为低压端，电压设为V1；副边为高压端，电压为V2，变压器原副边之间的匝比为1： n。开关管M1-M4为变压器原边开关管，其寄生电容分别为Coss1-Coss4。M1、M2所在桥臂为桥臂I，中点为A点；M3、M4所在桥臂为桥臂II，中点为B点。变压器励磁电感为Lm1，谐振电容为Cr，谐振电感为Lr。M5-M8为变压器副边开关管，寄生电容分别为Coss5-Coss8，输出滤波电容为Co。M5、M6所在桥臂为桥臂III，中点为C点，M7、M8所在桥臂为桥臂IV，中点为D点。与传统LLC谐振变换器相比，本章提出的变换器在C点和D点之间连接了额外的电感Lm2。该变换器中，开关管M1-M8均为MOSFET。

图1 双向LLC谐振变换器拓扑Fig.1 The proposed bidirectional LLC resonant converter

在正向工作中，原边作为输入端，副边作为输出端。相应的，反向工作时副边作为输入端，原边作为输出端。无论变换器正向工作或反向工作，电压增益的表达式均定义为高压侧电压V2折算到原边的电压与低压侧电压V1的比值，如式（1）所示。

正向工作中，励磁电感Lm1始终不参与谐振，只用来帮助原边开关管实现ZVS。在反向工作中，励磁电感Lm1构成谐振网络的一部分，而附加电感Lm2不参与谐振，只用来帮助副边开关管实现ZVS。若Lm2折算到原边的电感量与Lm1相等的话，该变换器拓扑可以视为对称拓扑，变换器正向工作和反向工作的运行原理也将完全相同。因此本文只对变换器正向工作时的运行原理进行分析。

文章提出的双向LLC谐振变换器采用调频控制，具体的控制策略及主要实验波形如图2所示，图2a-2c分别为开关频率fs小于谐振频率fr、等于fr以及大于fr三种工作模式。开关管电流与电感电流的关系如式（2）、（3）所示，其中电流正方向已经在图2中标注。由（2）可知，当变换器正向运行时，副边开关管电流（im5/im8）等于谐振电感电流ir与附加电感电流iLm2之差，因此附加电感Lm2扮演与传统LLC谐振变换器中励磁电感相同的角色。而励磁电感两端电压始终等于±V1,励磁电流iLm2线性变化，由（3）可知，原边开关管的电流（im1/im4）等于谐振电流ir折算到原边的值与励磁电感电流之和iLm1。而传统LLC谐振变换器中，原边开关管的电流仅与谐振电流有关，因此励磁电感Lm1在变换器正向运行时，可以提供额外的电流帮助原边开关管实现软开关，比传统LLC谐振变换器更容易实现ZVS。

图2 同步控制的双向LLC谐振变换器电压、电流波形和控制策略Fig.2 Waveforms of the bidirectional LLC resonant converter with synchronous control method

如图2所示，开关管M1、M4、M5、M8的驱动信号完全同步，且为50%占空比（忽略死区时间），M1、M4、M5和M8的开关时序与M2、M3、M6和M7完全互补，因此称该控制方法为同步控制。

2.1开关频率小于谐振频率

当开关频率fs小于谐振频率fr时，变换器在半个开关周期内共有三个运行模态。

1）开关模态1[t0，t1]:

该模态下，等效电路如图3（a）所示。在t0时刻之前的死区之间内，谐振电流ir和励磁电感电流iLm1均为负值，电流流过M1与M4的体二极管，因此t0时刻M1和M4可以实现零电压开通（ZVS）。又由于谐振电流ir大于附加电感电流iLm2，所以M5和M8同样可以实现ZVS。

图3 正向工作中变换器不同阶段的等效电路Fig.3 The equivalent circuit of different stages in forward operation

VAB始终等于V1，因此iLm1线性增大。VCD始终等于输出电压V2，iLm2同样线性增大。在该模态内，谐振电容Cr与谐振电感Lr构成谐振网络，谐振电流ir始终大于附加电感电流iLm2。t1时刻，谐振电流ir与附加电感电流iLm2相等，该模态结束。

2）开关模态2[t1，t2]:

该模态下，开关状态未发生改变，等效电路仍如图3a所示。t1时刻流过M5和M8的电流减小到0，由于M5和M8仍处于开通状态，因此附加电感电流iLm2继续增大，谐振网络仍然由Cr和Lr构成，但ir将小于iLm2，流过M5和M8的电流将从漏极流向源极。由于M5与M8电流反向流动，能量由输出端向输入端反馈。励磁电感Lm1两端电压仍然等于V1，因此iLm1继续线性增大。t2时刻，M1、M4、M5和M8关断，模态2结束，M5与M6的关断电流小于零。

该模态下变换器的工作特性与传统LLC谐振变换器不同，传统LLC谐振变换器在输出端开关管电流降至零后，由于二极管电流单向流动的特性，输出端会被二极管钳位，进入断续导通状态。而同步控制的LLC谐振变换器输出端MOS管始终处于开通状态，因此变换器也始终处于连续导通状态。

3）开关模态3[t2，t3]

此时间段内为死区时间。由于M5、M8关断电流从漏极流向源极，该电流会对寄生电容Coss5和Coss8充电，当M5、M8两端电压被充电至等于V2后，M6与M7两端电压降至零，体二极管导通，因此M6与M7可以实现ZVS。该模态的等效电路如图3b所示。

当变换器正向运行时，励磁电感Lm1不参与谐振。由（3）可知，t3时刻iLm1可以提供额外的电流对M1与M4的寄生电容充电，并使M2与M3的寄生电容放电。只需合理设置Lm1的值使iLm1足够大，则可以在M2与M3开通前将M1与M4的寄生电容充电至V1，因此M2与M3也可以实现ZVS。

由于变换器采用对称的控制方式，因此在后半个开关周期内的运行原理与前半周期完全对称，文中不再进行详细分析。当开关频率小于谐振频率时，原副边的所有开关管均可以实现ZVS。

2.2开关频率等于谐振频率

当开关频率fs等于谐振频率fr时，变换器在半个开关周期内只有两种运行模态，其等效电路分别如图3（a）和图3（b）所示，变换器前半周期和后半周期的运行原理完全对称。

开关模态1的工作原理与开关频率小于谐振频率时完全一致。当t1时刻半个开关周期结束时，谐振电流ir恰好等于附加电感电流iLm2，输出端MOS管的关断电流为零，可以实现ZCS。模态2为死区时间，当原边开关管换流结束后，变换器进入后半周期运行。

当fs=fr时，变换器输入端所有开关管均可以实现ZVS，输出端所有开关管可以实现ZCS。

2.3开关频率大于谐振频率

当开关频率大于谐振频率时，半个周期内共有三个运行模态，且前半周期和后半周期内的运行原理完全对称。

1）开关模态1[t0，t1]:

该开关模态与开关频率小于谐振频率时的模态1完全相同，等效电路如图3（a）所示。

2）开关模态2[t1，t2]:

t1时刻，半个谐振周期尚未结束，谐振电流ir仍然大于附加电感电流iLm2。此时M5与M8已经关闭，输出端电流流过M5和M8的体二极管并迅速下降，在t2时刻下降至零。该模态的等效电路如图3c所示。

3）开关模态3[t2，t3]:

该模态的等效电路如图3b所示，变换器换流。开关模态2和开关模态3均在死区时间内完成。

当开关频率大于谐振频率时，原边所有开关管均可以实现ZVS，副边开关管的关断电流较小。

由上文分析可知，在变换器正向工作时，谐振电流ir与附加电感电流iLm2的差值决定输出端开关管的电流大小和方向，附加电感Lm2的作用与传统LLC谐振变换器中励磁电感的作用相同。励磁电感电流iLm1与折算到输入端的谐振电流之和决定了输入端开关管的电流大小。

同步控制双向LLC谐振变换器无论变换器开关频率如何，变换器原边开关管均可以实现ZVS；与传统LLC谐振变换器不同的是，输出端开关管电流可以反向流动，因此在开关频率小于谐振频率时可以实现ZVS，但无法实现ZCS。

3 变换器特性

3.1输出电压增益

3.1.1 开关频率小于谐振频率

LLC谐振变换器的电压增益公式可以通过基波等效（FHA）的方式得到，变换器在FHA下的等效负载可以通过等效交流输出电压与输出电流的比值表示。为求出等效负载，首先要对输出方波电压进行傅里叶分解，并忽略高次谐波的影响，近似认为只有基波向负载传递能量，进而通过基波电压与交流输出电流的比值求出交流等效负载的表达式。

在传统LLC谐振变换器中，由于交流等效输出电压与输出电流的相位近似相同，交流等效负载Re是一个纯电阻，其表达式如（4）所示。

但在同步控制的双向LLC谐振变换器中，电流始终处于连续导通状态，因此等效负载不是纯电阻。文章建立了新的等效模型对等效交流负载和电压增益进行分析。基波等效电路如图4所示。设vA′B是VAB折算到副边后的电压，且与VCD相位相同。图4中，L′m1是励磁电感折算到副边的值；ie(t)是变换器副边的交流电流，其正方向在图1中给出；Ze为新等效电路模型下的等效负载；(t)和vCD1(t)分别是对方波电压与VCD进行傅里叶分解后得到的基波分量，表达式如（5）、（6）所示，其中ω代表角频率，且ω=2πfs。

图4 基波等效电路图Fig.4 The equivalent circuit in FHA

将ie(t)近似等效为角频率为ω、幅值为Ipeak的正弦波。由上文开关频率小于谐振频率时变换器的工作原理分析可知，在前半个开关周期内变换器副边的电流会比电压提前减小至0，即ie(t)的相位超前于vCD1(t)的相位。设ie(t)与vCD1(t)的相位差为φ，ie(t)的表达式如（7）所示。

Ipeak可以通过功率守恒的原理求出，如（8）所示。从而可以得到Ipeak=πV2/2Rocosφ，将其带入（7）中，得到ie(t)的最终表达式如（9）所示。

等效输出电压、电流的向量表达式如（10）所示，进而可以得到等效负载Ze的表达式，如（11）所示。

在得到了该阻抗表达式后，vCD1(t)的幅值VCD1与AB1()vt′的幅值VAB1的关系可以通过图4根据分压原理得出，二者的比值如式（12）所示。

将AB1v′=4nV1/π和VCD1=4nV2/π带入（12）中，可以得到输出电压V2与输入电压V1的比值，如（13）所示。

将式（13）进行整理、化简后，可以得到开关频率小于谐振频率时的电压增益表达式，如（14）所示。其中k=Lm2/Lr是附加电感和谐振电感的比值；Q是品质因数，其表达式如（15）；x=fs/fr代表归一化的开关频率。

由（14）可以看出，在变换器正向工作时励磁电感Lm1的值对变换器的电压增益没有影响。传统LLC谐振变换器的输出电压增益Gt的表达式如（16）所示[17]。比较（14）和（16）可以发现，由于φ的存在，同步控制LLC谐振变换器在开关频率小于谐振频率时电压增益变小。

由于φ是与负载情况、开关频率、谐振电感、谐振电容、电压增益等参数相关，求解φ得到的是一个超越方程，很难得到φ的解析表达式。为了进一步分析变换器特性，需要得到φ的近似表达式。假设φ只与开关频率x有关，根据:1）φ与x呈负相关，即随着开关频率的减小而增大；2）当开关频率等于谐振频率即x=1时，φ=0；3）φ最大值为π/2。可以近似将φ看成是x的二次函数，近似表达式如（17）。将（17）带入（14）中，可以得到开关频率小于谐振频率时，电压增益的近似表达式，如（18）。

3.1.2 开关频率大于或等于谐振频率

由前文分析可知，当开关频率大于或等于谐振频率时，输出电压与输出电流近似同相，因此φ等于零。将φ=0带入（14）中得到的电压增益表达式与（16）完全相同。说明当开关频率大于谐振频率时，同步控制LLC谐振变换器与传统LLC谐振变换器的工作原理相同。

图5 电压增益曲线Fig.5 Voltage gain curve

图6 （a）与单向LLC谐振变换器的增益比较，（b）最大增益与品质因数Q的关系Fig.6 （a）Comparison of voltage between the proposed converter and the unidirectional LLC converter,（b）Relationship between Q and the maximum voltage gain

图5 是不同品质因数Q和电感变比k下同步控制LLC变换器的电压增益曲线，可以看到品质因数越大时，电压增益越小，即负载越重时，增益越小；而当电感变比k增大时，相同负载下的电压增益也会变小。图6a是同步控制LLC谐振变换器和传统LLC谐振变换器的电压增益曲线的比较，实线代表同步控制LLC谐振变换器，虚线代表传统LLC谐振变换器。图6b是变换器的最大增益与Q的关系曲线。阴影区域所示是当变换器最大增益为1.1时，品质因数需要满足的取值范围。如图可知，由于φ的存在，同步控制的LLC谐振变换器电压增益范围较窄，因此本文提出的拓扑更适合应用于电压增益保持不变或输入、输出电压变化范围较小的场合。

3.2软开关特性

对于变换器原边开关管，实现ZVS软开关的条件如（19）所示，其中ir(t0)是t0时刻原边开关管的电流，并假设其在死区时间内保持不变，tdead是死区时间，假设原边MOS管的寄生电容大小相等，值为Coss。

3.2.1 开关频率小于谐振频率

开关频率小于谐振频率时，变换器副边交流电流 ie的近似表达式如式（9）所示。iLm1和iLm2的表达式如（20）、（21）所示。假设励磁电感Lm1与附加电感Lm2折算到原边的值相等，如（22）所示。将上式带入（19）中可以得到实现软开关条件如（23）所示。

3.2.2 开关频率大于或等于谐振频率

当开关频率大于或等于谐振频率时，输出电压与输出电流之间的移相角近似为0，输出电流不会反向流动。原边开关管相对于开关频率小于谐振频率时更容易实现软开关。只要励磁电感大小满足（23），则原边开关管始终可以实现软开关。

开关频率大于谐振频率时，副边开关管虽无法实现ZCS，但电流会在死区时间内迅速减小至0，关断电流较小，因此关断损耗较小。

3.3变换器控制策略

由于同步控制双向LLC谐振变换器采用了完全对称的控制策略，因此在开关频率等于谐振频率时，流过变换器的能量可以自动双向流动，并实现动态平衡。

当变换器副边电压V2折算到原边的值与V1相等时，变换器中没有能量传递。此时若原边电源电压V1突然升高或副边电源电压V2突然降低，能量将自动由原边向副边传递，直到V2与nV1重新相当时，能量传递结束，变换器重新进入平衡状态。类似的，若V1突然降低或V2突然升高时，能量将自动由副边向原边传递，当V2与nV1相等时，能量传递结束。由此可知，当开关频率等于谐振频率时，变换器能够时刻保证电压增益的恒定。同步控制双向LLC谐振变换器的这一特点，使其很适合应用于电压增益保持不变的场合中。

但在实际应用中，变换器元件的实际参数与理论值无法完全一致，且电路中存在寄生参数的影响，因此开关频率很难恰好等于谐振频率。为此，开关频率需要具有一定的调节能力，以达到要求的电压增益。

实验中采用了TI公司的DSP TMS320F28335对变换器进行调频控制。DSP通过其A/D模块，每一个开关周期对输出电压进行一次采样，并通过改变数字PWM模块中控制PWM周期的寄存器值来调节开关频率。当发现输出电压高于设定值时，升高开关频率；当输出电压低于设定值时，降低开关频率。

4 实验验证

4.1参数设计

同步控制的双向LLC谐振变换器的参数设计要求如下:

低压端额定电压:V1=100V；

高压端额定电压:V2=400V；

输出功率:Po=1kW；

谐振频率:fr=100kHz。

4.1.1 变压器匝比n

可以选择额定端电压的比值作为变压器匝比，即n=4。

4.1.2 开关频率范围

在实际应用中，谐振电容和谐振电感的选取无法与理论值完全一致，会存在一定的误差，同时变换器中也存在分布参数的影响，假设谐振电容Cr和谐振电感Lr的容差范围为±10%，谐振频率fr在考虑误差的情况下实际频率范围为90kHz-110kHz。当设fs=100kHz时，归一化频率x的实际取值范围如（24）所示。

为了保证变换器能够稳定运行，电压增益曲线需要在0.9≤x≤1.1的范围内单调变化，从而实现开关频率连续可调，使变换器稳定运行。

4.1.3 电感变比k

当k越大时，变换器的电压增益曲线越平缓，电压增益的最大值也越小，为使电压增益具有一定的调节范围，k不宜过大。另一方面，当k越小时，励磁电感Lm1与辅助电感Lm2的取值也越小，会导致MOS管较大的关断电流，进而增大关断损耗，因此k不宜过小。综上，需要折中考虑k对变换器的影响，最终设k=4。

同时根据式（23）可以得到Lm的取值范围。当Coss=1 600pF，tdead=100ns，满载Ro=160Ω时，得到Lm的取值范围:Lm≤870uH。

4.1.4 谐振参数

谐振参数的选择，要先确定品质因数的范围，品质因数在满载时为最大值Qmax。为保证此时的电压增益曲线在x≥0.9时单调变化，根据图6（b），设置一定的电压增益余量，因此取Qmax=0.2。

谐振电容Cr与Q的关系如（25）所示。满载情况下，Re=8Ro/π2=129.7，将Q=0.2带入（25）中可以得到谐振电容Cr的取值范围:Cr＞61.4nF。为了在实际应用中便于操作，最终选择谐振电容Cr=66nF。进而可以得到此时谐振电容Lr的取值: Lr=38.4uH。因此Lm2=kLr≈160uH，Lm1=Lm2/n2= 9.4uH。

4.2实验结果

实验中搭建了额定输出功率为1kW的样机，副边电压V2=400V恒定不变。元器件的选择如表1所示。

表1 同步控制双向LLC谐振变换器关键元器件参数Tab.1 Key parameters of the proposed converter

图7是变换器正向工作时开关频率fs小于谐振频率fr时的实验波形，此时开关频率fs约为90kHz, V1=95V，V2=400V。可以看到，开关频率小于谐振频率时变换器仍然处于连续导通状态，这与理论分析一致。图7（a）中，开关管换流时刻的谐振电流已经降为负值。但由于励磁电感电流的存在，M4仍然可以实ZVS，如图7（b）所示。

图7 开关频率小于谐振频率时的实验波形Fig.7 Waveforms when fsis below fr

图8 是开关频率fs大于谐振频率fr的实验波形图，此时开关频率约为110kHz。输入端开关管仍然可以实现ZVS。输出端开关管的关断电流大于0，由于MOS管的体二极管恢复特性比较差，因此存在一定的振荡。

图8 开关频率大于谐振频率时的波形Fig.8 W aveforms when fs＞fr

图9 是变换器反向工作，开关频率fs小于谐振频率fr时的波形。如图所示，变换器副边MOS管的电压电流波形与正向运行时原边MOS管的电压电流波形类似；原边MOS管的电压电流波形与正向运行时副边MOS管的电压电流波形类似。这是由于变换器正反向运行时的对称性，相当于输入、输出端对调了位置。当变换器反向运行，开关频率大于或等于谐振频率时，工作特性与传统LLC谐振变换器相同，因此不再对实验波形进行分析。

图9 开关频率fs小于谐振频率fr时的实验波形Fig.9 Waveforms when fsis below fr.

图10 同步控制LLC谐振变换器与单向LLC谐振变换器的电压增益比较Fig.10 Comparison of voltage gain between the bidirectional LLC converter with synchronous control method and the unidirectional LLC converter

图10 对比了相同开关频率下同步控制LLC谐振变换器和传统全桥LLC谐振变换器的输出电压增益。可以发现，在开关频率大于谐振频率时，二者的电压增益基本相同。而当开关频率小于谐振频率时，同步控制的LLC谐振变换器增益小于传统全桥LLC谐振变换器。这与理论分析的结果一致。在开关频率接近谐振频率或大于谐振频率时，根据（18）得到的电压增益曲线与实验结果相比基本一致，当开关频率逐渐减小时，增益曲线存在一定的误差。这主要是因为移相角φ是近似得到的结果。

图11是变换器的输出电压增益为1时，在不同负载情况下的效率测试结果。可以看到变换器在满载时的效率大于97%；在变换器的输出功率为700W时，变换器的效率最高，此时效率约为97.7%。当变换器工作在轻载状态时，效率会明显降低，但变换器整体效率较高。

在变换器电压增益为1时，原边开关管可以实现零电压开通，副边开关管可以实现零电流关断，因此开关损耗较低，只存在原边开关管的开通损耗，测得该损耗在满载时约为0.5%。变换器的主要损耗来自于原副边开关管的导通损耗。原边开关管IPP200N15N3G的导通电阻约为15mΩ，原边导通损耗约为0.9%；副边开关管IPP65R110CFD的导通电阻约为0.11Ω，导通损耗约为0.5%。若在样机中使用导通电阻更小的MOS管或对MOS管进行并联，则可以进一步减小导通损耗。除此之外，还存在变压器的磁损、铁损，PCB板上的杂散损耗等。由于变换器中使用了额外的电感Lm2，也会导致损耗的增加。但Lm2的电感量较大，流过Lm2的电流较小，因此对效率产生的影响也并不明显。

图11 同步控制LLC谐振变换器和双向全桥DC/DC变换器的效率比较Fig.11 The comparison of efficiency between the LLC converter with synchronous control method and the DAB converter

5 结语

本文提出了一种同步控制的双向LLC谐振变换器，由于在变换器中增加了一个辅助电感，因此在正向和反向运行时，变换器的拓扑结构相同，运行原理也完全对称。另外，辅助电感的存在也使开关管更容易实现软开关。同步控制的方法十分简单、易于实现。但同步控制方法使变换器的工作特性发生改变，变换器始终处于连续导通状态。由于循环能量的存在，变换器的电压增益范围受到限制。为了保证变换器的可靠、高效运行，同步控制双向LLC谐振变换器的开关频率调节范围不易过宽，因此其更适用于电压增益一定的应用场合中。

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A bidirectional LLC resonant converter with synchronous control method is proposed in this paper. In order to achieve the bidirectional operation capability, an auxiliary inductor is added in the converter. In this way the topology in forward operation and backward operation is exactly the same. Also, the auxiliary inductor can help the MOSFETs to achieve soft switching. The control scheme of the proposed bidirectional LLC converter is very simple and it’s easy to be achieved. When the switching frequency is lower than the resonant frequency, all the switches can achieve ZVS; when the switching frequency is higher than the resonant frequency, soft switching condition is same with the traditional LLC resonant converter. So the efficiency of the proposed converter is high, and it’s attractive in the applications which required bidirectional power flow capability. The operation principle of the proposed synchronous LLC resonant converter is different from the traditional LLC converter, and a new equivalent model is proposed to analyze the characters in detail. A prototype is built and experimental results are given to verify the theoretical analysis.

Bidirectional, LLC resonant converter, voltage gain, soft switching, high efficiency

TM46

江添洋 男，1987年生，博士研究生，研究方向为双向DC/DC变换器。

2015-04-13 改稿日期 2015-07-09

Bidirectional LLC Resonant Converter with Synchronous Control Method

Jiang Tianyang Zhang Junming Yousheng Wang

（College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310007 China）

张军明 男，1975年生，博士，研究方向为电力电子系统集成、电源管理及先进电力电子变流技术。