基于开关电容网络组的双输入升压变换器

陈剑飞 侯世英 孙 韬 毕晓辉

(输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室(重庆大学) 重庆 400044)



基于开关电容网络组的双输入升压变换器

陈剑飞 侯世英 孙 韬 毕晓辉

(输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室(重庆大学) 重庆 400044)

在新能源联合发电系统中，现有的多输入直流变换器不能很好地满足其对供电方式、高增益、小纹波、低器件应力及高效率等工作性能的要求。基于此，给出了基于开关电容网络组的两种新型双输入升压变换器拓扑，即并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器，对其工作原理及工作性能进行了详细分析，并通过实验研究验证了这两种电路拓扑的正确性与可行性。

开关电容 双输入 升压 并联型 串联型

0 引言

在传统的新能源联合发电系统中，每种新能源的接入均需要对应一个DC-DC变换器，将各能源变换成直流电压输出，并联在公共的直流母线上。这种连接方式会造成系统结构复杂及电路元器件多的问题。为了简化电路结构以及降低系统成本，采用一个多输入直流变换器(Multi-input Converter，MIC)代替多个单输入直流变换器，成为当前新能源联合发电系统的发展趋势。MIC允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大，多个输入源可分时或同时向负载供电(即分时供电或同时供电)，实现能源的优先利用，从而达到提高系统集成度和灵活性的目的[1-3]。另外，由于太阳能、燃料电池等新能源的输出电压较低，为了实现380 V或760 V的直流母线电压输出，必须使得MIC兼具较大的升压能力。

文献[4-8]在6种基本的PWM变换器基础上，通过添加电压缓冲单元或电流缓冲单元构成相应的MIC，该方法易于理解，为构建MIC提供了系统性的理论指导。文献[9，10]针对传统的Buck和Boost变换器，提出了双输入Buck变换器和双输入Boost变换器，既能实现多个输入源分时供电，又能实现同时供电，但双输入Buck变换器的控制电路复杂且不具有升压能力，而双输入Boost变换器由于其升压能力有限而不能发挥更好的升压功能。文献[11-14]提出多输入全桥变换器，既能实现大功率输出，还能实现输入源与负载之间的电气隔离，但开关器件太多，开关损耗大，效率低，虽然采用软开关技术减小了一部分损耗，但由此导致电路结构复杂，控制困难。文献[15-17]通过输出并联或拓扑组合的方式实现多路新能源输入，但开关管电压应力较大，控制电路复杂。

综上所述，采用MIC代替多个单输入直流变换器，可简化电路结构，提高系统集成度。无论是对非隔离型MIC还是隔离型MIC的研究，可归纳其发展历程如图1所示：①从早期的输出单元并联型MIC发展到输出单元串联型MIC，旨在提高MIC的升压能力；②采用一个串并联输出单元代替多个串联输出单元的MIC，旨在简化输出端电路结构，降低系统成本；③将输入单元和输出单元合二为一，构成输入、输出单元公共串并联的MIC，可极大提高系统集成度，势必成为MIC未来的发展方向。

图1 MIC发展历程Fig.1 Development history of MIC

针对新能源联合发电系统对MIC的供电方式、升压能力、控制复杂度及器件应力等技术参数的要求，本文提出了两种输入输出单元公共串并联的开关电容网络组，并基于此给出了并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器。

1 开关电容网络组

图2给出了两种开关电容网络组：并联型开关电容网络组和串联型开关电容网络组。电容C1、C2、C3、C4的电压大小分别为UC1、UC2、UC3、UC4。

图2 开关电容网络组Fig.2 Switched-capacitor network group

在图2a中，由于该网络组通过电容与电容之间的并联充放电实现电容电压的自动均衡，所以称之为“并联型开关电容网络组”。与文献[18]中的开关电容网络相比，并联型开关电容网络组的输入输出端共地，有利于减小EMI。C1、C2、C3、C4的规格参数相同，S1、S2的规格参数相同，VD1、VD2、VD3、VD4的规格参数也相同。另外，通过部分电容电压的串联累加升压可实现较大的输出电压。

在图2b中，串联型开关电容网络组由两个开关电容网络串联连接而成。两个开关电容网络中，所有的电容电压串联累加升压实现较大的输出电压，能实现每个开关电容网络内部的电容电压自动均衡，但不能实现两个开关电容网络之间的电容电压自动均衡。因此，C1、C2的规格参数相同，即C1=C2；C3、C4的规格参数相同，即C3=C4；VD1、VD2的规格参数相同，VD3、VD4的规格参数相同。

2 双输入升压变换器

2.1 并联型双输入升压变换器

采用如图2a所示的并联型开关电容网络组，可构建一种新型多输入升压变换器[18]，但由于输出滤波电感的存在，限制了升压能力的进一步提高，且在一定程度上增大了电路体积。本文在并联型开关电容网络组的基础上，构建了如图3所示的并联型双输入升压变换器，其中，输入源2与该变换器的输出端共地。该变换器适用于分时供电模式，分为输入源1独立工作和输入源2独立工作两种情况，对其进行了详细的工作原理分析。

图3 并联型双输入升压变换器Fig.3 The parallel-form double-input step-up converter

2.1.1 输入源1独立工作

当输入源1独立工作时，并联型双输入升压变换器的等效电路如图4所示。当S1、S2导通时，VD1、VD2、VD4截止，VD3导通，等效电路如图4a所示。在此期间，C1与C2并联，C3与C4并联，Co向负载R提供能量，得到如下关系

uL1=Uin1

(1)

UC1=UC2

(2)

UC3=UC4

(3)

图4 等效电路Fig.4 Equivalent circuits

当S1、S2截止时，VD1、VD2、VD4导通，VD3截止，等效电路如图4b所示。在此期间，C2与C3并联，且C1、C2、C3、C4串并联向负载R提供能量。因而，得到如下关系

uL1=Uin1-U1

(4)

UC2=UC3

(5)

Uo=UC1+UC3+UC4

(6)

由式(1)～式(6)可得电容电压及输出电压大小为

(7)

(8)

2.1.2 输入源2独立工作

依据并联型双输入升压变换器的对称性，可得到当输入源2独立工作时，电容电压及输出电压大小分别为

(9)

(10)

2.2 串联型双输入升压变换器

图5给出了基于串联型开关电容网络组的双输入升压变换器，简称为串联型双输入升压变换器。根据输入源的接入与否，可分为同时供电模式和分时供电模式。

图5 串联型双输入升压变换器Fig.5 The serial-form double-input step-up converter

2.2.1 同时供电模式

当输入源1、2同时工作时，串联型双输入升压变换器进入同时供电工作模式，等效电路如图6所示。当S1、S2同时导通时，VD1、VD2、VD3、VD4截止，VD5导通，等效电路如图6a所示。此时，网络1中的电容C1和C2及网络2中的电容C3和C4分别交叉串联，向负载R提供能量。当S1、S2同时截止时，VD1、VD2、VD3、VD4导通，VD5截止，等效电路如图6b所示。此时，网络1中的电容C1和C2及网络2中的电容C3和C4分别并联，因而每个网络中的电容电压相同。采用并联型双输入升压变换器的工作原理分析方法，可得到电容电压及输出电压大小分别为

(11)

(12)

(13)

图6 两个输入源同时工作时的等效电路Fig.6 Equivalent circuits when two input sources work simultaneously

2.2.2 分时供电模式

当输入源1和输入源2分别独立工作时，串联型双输入升压变换器的输出电压大小为

(14)

3 性能分析

3.1 电压增益与电压应力

表1给出了两种双输入升压变换器和传统Boost变换器的电压增益及电压应力对比情况。需要说明的是，在表1中，网络1及网络2是指这两个开关电容网络中的开关管、电容和二极管的电压应力。由表1可知，并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器的电压增益分别是传统Boost变换器的3倍和2倍。在相同的输出电压情况下，并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器的器件电压应力分别是传统Boost变换器器件电压应力的1/3、1/2。 因此，可选用电压应力更小的功率器件，减小电路体积和成本。

表1 电压增益及电压应力对比分析Tab.1 Comparation of voltage gains and voltage stresses

3.2 纹波大小

在并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器中，电感L1、L2的电流纹波大小分别为

(15)

(16)

对于并联型双输入升压变换器，在一个开关周期内，储能元件C1、C2、C3、C4向负载R提供能量，依据能量守恒原理可得

(17)

式中UCmax、UCmin代表电容电压UC的最大值和最小值，且二者存在如下关系

UCmax+UCmin=2UC

(18)

由式(8)、式(17)和式(18)可得并联型开关电容组的电容电压纹波大小为

(19)

由于输出电压为电容电压的3倍，因此可近似认为输出电压纹波大小为

(20)

而在串联型双输入升压变换器中，由于两个开关电容网络之间互相串联，因此两个供电单元的输出电流相同，即电感L1、L2的平均电流大小相等

IL1=IL2

(21)

又因

(22)

结合式(13)、式(21)和式(22)可得

(23)

由式(11)和式(12)可知，每个网络的电容电压相等。为了便于分析，记U1min、U1max分别为网络1电容电压U1的最小值和最大值，U2min、U2max分别表示网络2电容电压U2的最小值和最大值，Δu1、Δu2分别为网络1、网络2的电容电压纹波大小。

对于网络1，根据能量守恒原理可得

(24)

又因

U1max+U1min=2U1

(25)

由式(23)～式(25)可得网络1的电容电压纹波大小为

(26)

同理，可得网络2的电容电压纹波大小为

(27)

在开关管导通期间，两个开关电容网络的所有电容交叉串联，向负载提供能量，输出电压为所有电容电压之和。因此，由式(26)、式(27)可得串联型双输入升压变换器的输出电压纹波大小为

(28)

3.3 电流应力

在并联型双输入升压变换器中，由于并联型开关电容网络组的对称性，输入源1独立工作与输入源2独立工作时该变换器的输出效果相同。因此，本文以输入源1独立工作为例阐述该双输入升压变换器器件的电流应力。由图4可知，在一个开关周期内电感L1的电流大小为

(29)

由式(29)可得开关管S1的电流应力大小为

(30)

由基尔霍夫电流定律可得流过所有二极管及开关管S2的平均电流大小为

(31)

而在串联型双输入升压变换器中，S1、S2的电流应力和所有二极管的平均电流大小分别为

(32)

(33)

(34)

4 实验研究

为了验证两种新型双输入升压变换器电路拓扑的正确性与可行性，采用传统的单电压闭环控制方式，搭建了输出功率均为160 W、开关频率为30 kHz的实验装置，实验参数如表2所示。

表2 实验参数Tab.2 Experimental parameters

4.1 并联型双输入升压变换器

图7、图8分别给出了输入源1独立工作和输入源2独立工作时并联型双输入升压变换器的实验结果。从图7a～图7c可知，当输入源1电压分别为33 V、40 V、50 V时，电感L1的平均电流分别为5.16 A、4.23 A、3.39 A，而输出电压恒定在400 V，可得到该变换器的工作效率为94.1%。从图7d～图7f可知，在并联型开关电容网络组中，S1、S2、VD1、VD2、VD3的峰值电压与C1、C2、C3、C4的平均电容电压相等，为133 V，且约为输出电压400 V的1/3。

图7 输入源1独立工作时的实验结果Fig.7 Experimental results when the input source 1 works independently

图8 输入源2独立工作时的实验结果Fig.8 Experimental results when the input source 2 works independently

从图7g和图7h可知，在输入源电压发生跳变的情况下，该变换器的输出电压及流过电感L1电流的调节时间短，且输出电压的电压过冲较小，闭环控制效果良好。另外，从图8可知，当输入源2独立工作时，可得到相同的输出效果。

4.2 串联型双输入升压变换器

图9给出了输入源1、2同时工作时串联型双输入升压变换器的实验结果，图10、图11分别给出了输入源1、2独立工作时的实验结果。

图9a中，在两个输入源同时工作的情况下，输出电压恒定在402 V，与理想设定的电压值400 V相近。电感L1、L2的电流大小均为3.55 A，验证了式(23)，且可得到同时供电情况下该变换器的工作效率为91.0%。图9b中，电容C1与C2的电压大小相等，为112 V，电容C3与C4的电压大小也相等，为74 V。这两个开关电容网络电压的不同，是因为两个不同电压的输入源工作在同一控制信号下，与理论分析一致。

图9 当Uin1=30 V，Uin2=20 V时的实验结果Fig.9 Experimental results when Uin1=30 V，Uin2=20 V

图10中，当输入源1的电压在50 V和66 V之间变化时，该变换器的输出电压稳定在400V，且当输入电压为50 V时，电感L1的平均电流为3.40 A，当输入电压增加到66 V时，电感L1的平均电流减小为2.58 A。此时，该变换器的工作效率为94.1%。同样地，从图11可知，当输入源2独立工作时，该变换器的输出电压稳定在400 V，且当输入电压分别为50 V及66 V时，电感L2的平均电流分别为3.38 A及2.54 A。此时，该变换器的工作效率为94.7%。

图10 输入源1独立工作时的实验结果Fig.10 Experimental results when the input source 1 works independently

图11 输入源2独立工作时的实验结果Fig.11 Experimental results when the input source 2 works independently

综上所述，两种双输入升压变换器的实验结果与理论分析的结果相吻合，且单电压闭环控制效果良好。实验结果验证了并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器的正确性与可行性。

5 结论

本文提出并联型双输入升压变换器和串联型双输入升压变换器，给出了详细的理论分析，并通过实验研究验证了理论分析的可靠性。两种变换器均具有较大的升压能力，器件应力较小，工作效率高，且并联型双输入升压变换器具有电压均衡功能。

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Double Input Step-up Converters Based on Switched-Capacitor Network Group

ChenJianfeiHouShiyingSunTaoBiXiaohui

(State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology(Chongqing University) Chongqing 400044 China)

In renewable hybrid power generation system, the existing multi-input DC-DC converters (MIC) cannot meet working performances requirements well, such as power supply modes, high voltage-gain, small ripples, low component voltage stresses, high efficiency and so on. Therefore, based on switched-capacitor network group, two novel double-input step-up converter topologies including the parallel-form and the serial-form are given. Operation principles and working performances of the two converters are analyzed in detail. In addition, experimental researches have been implemented to verify the correctness and the feasibility of the two circuit topologies.

Switched-capacitor, double-input, step-up, parallel-form, serial-form

重庆市研究生科研创新项目(CYB14015)和中央高校研究生科技创新基金(CDJXS12151107)项目资助。

2014-12-15 改稿日期2015-05-28

TM464

陈剑飞 男，1987年生，博士研究生，研究方向为DC-DC变换器、多电平变换器和可再生能源发电技术等。(通信作者)

侯世英 女，1962年生，教授，博士生导师，研究方向为控制理论、电力电子技术在电力系统中的应用和功率变换器技术等。