新型开关电容双向DC-DC变换器设计

马圣全，潘庭龙，纪志成

（江南大学物联网工程学院，江苏无锡214122）

新型开关电容双向DC-DC变换器设计

马圣全，潘庭龙，纪志成

（江南大学物联网工程学院，江苏无锡214122）

BUCK-BOOST双向变换电路是DC-DC变换中常用电路，但其变压比不高，限制了该电路的一些应用和发展。开关电容DC-DC变换电路可以实现倍压双向变换，并且具有集成度高、EMI影响小的优点，但是电压调整性差。将BUCK-BOOST双向变换电路与开关电容电路有机的结合在一起，提出了实现高压比、输入输出电压范围广、效率高、精度高和集成度高的双向变换电路。

开关电容；高压比；双向变换；精度高

1 引言

双向DC-DC变换电路在DC-DC变换中有着重要的地位。BUCK-BOOST双向变换电路是DC-DC变换中常用双向变换电路，属于非隔离型，效率较高，但是变压比不高，在需要高压比双向变换的多端口光伏蓄电池系统中目前还是应用隔离型DC-DC变换电路。隔离型DC-DC变换电路有较高的变压比，但是效率低，并且EMI（电磁影响）较大。

开关电容变换电路不含电感和变压器，仅由电容网络和开关构成，集成度比较高，可实现数倍电压双向变换［1-2］。开关电容变换器虽然有体积小、重量轻、功率密度大和可集成的优点，但是，开关电容变换电路电压调整性能差，不能宽范围调压。

目前已有开关电容电路与传统BUCK或BOOST电路组成两级单向变换电路［3］，取得了很好效果。但是在双向变换方面，很少有对这两种电路组合的研究，因此基于两级变换电路的思想，本文采用将开关电容变换电路和传统BUCK-BOOST双向变换电路结合的两级双向变换电路。两级双向变换电路，不仅能够实现体积小、功率密度大以及电路可集成，而且还能够只用较小的元器件就能获得较好的电压调整特性［4］。

2 电路模式

开关电容、BUCK-BOOST两级组合双向DC-DC变换电路如图1所示。

该两级组合电路由4个电容，7个开关，3个二极管和1个电感组成。由图1可看出该电路可分为两部分，虚线左边为BUCK-BOOST双向变换电路，虚线右边为2阶开关电容电路。在多端口光伏系统中认为高压（VH）是母线电压，低压（VL）是蓄电池。组合电路有两种运行模式：1）模式A：电能由VH端向VL端传递；2）模式B：电能由VL端向VH端传递。

每种模式都有两种状态，通常每一种状态运行在不同的占空比D下。开关的重复周期是T=1/f，其中f是开关频率，开关运行在PWM控制方式下。开关为双向导通开关管，其内阻是rs，其它必须考虑的因素有［5］：所有电容的等效阻抗为rc，电感等效电阻为rL，所有二极管上的等效压降为VD。一些有用的参考数据如下：rs=0.03 Ω，rc= 0.02 Ω，VD=0.5 V，rL=0.05 Ω。

2.1 模式A

模式A为降压变换，开关S2一直处于关断状态，其余开关控制信号如图2c所示。开关状态1如图2a所示，开关S5，S6接通，二极管D2导通，其余开关和二极管关断。此时，电容C2串联C3通过回路VH，S5，C3，S6，C2充电，电容C2，C3上的电压逐渐增大；电感L1通过二极管D2续流向电容C1和VL供电。电容充电等效电路中的等效电阻R1=2rs+ 2rc=0.1 Ω；续流等效电路中的电阻为rL=0.05 Ω，压降为VD=0.5 V。

开关状态2如图2b所示，开关S1，S3，S4和S7接通，其余开关和二极管都关断。此时，电容C2并联，C3通过回路S7，S4，S3，S1，L1对C1和VL供电，电容C2，C3上的电压逐渐降低，该等效回路上的等效电阻：

模式A工作时，VH降压到VL分两步：首先VH经过2阶电容开关电路降压然后再经过BUCK变换电路进一步降压到所期望的电压VL。

2.2 模式B

模式B为升压转换，开关S1一直处于关断状态，其余开关控制信号如图3c所示。开关状态1如图3a所示，开关S2，S5和S6接通，其余开关和二极管关断。此时，VL通过开关S2对电感L1充电，该回路等效电阻R3=rL+rs=0.08 Ω；电容C2串联电容C3通过开关S5，S6对电容C4和VH供电，该回路等效电阻R4=2rc+2rs=0.1 Ω。

开关状态2如图3b所示，开关S3，S4和S7接通，二极管D1导通，其余开关和二极管关断。此时，VL串联电感电压VL1对电容C2，C3并联充电，该回路等效电阻：

电容C4对VH供电，该等效回路等效电阻R6=rC=0.02 Ω。

模式B工作时，VL升压到VH分两步：首先VL经过两BOOST电路升压，然后再经过开关电容变换电路进一步升压到我们所期望的电压VH。

3 电路工作特性分析

3.1 模式A

在模式A，整个电路工作在降压状态，开关控制信号如图2c所示。

3.1.1 开关状态1

如图2a，在t=0时刻开关S5，S6接通，高压电源VH开始过对电容C2，C3串联充电，电容C2，C3串联后可以用C23来代替，充电电流为

根据基尔霍夫定律，可得到电路的电压方程为

RN1为电路元件的等效电阻。由于在开关合上之前电容C23上已经有电压存储：

当电容充电到dT时刻时，电容上的电压和电流大小分别为

由方程可知，电容电压以指数增长，电容电流以指数减小。时间常数，工程上一般认为电容经过3τ～5τ时间即可认为充满。本电路中电容电压波动较小，dT时间内电容C23可以充满电，即：

在开关状态1，电感L1续流对电容C1和VL供电：

3.1.2 开关状态2

如图2b所示，根据元件的特性和电路的结构，可计算得出电感电流的二阶方程：

令

根据开关状态2初始条件：

由此解得电感的电流方程：

从而可以计算出电容电压方程：

3.1.3 稳态时满足的条件

当电路达到稳态时，满足以下条件：滤波电感L1上的电流在开关电容充电和放电时，变化量相等，即

根据以上计算，可以计算出电感电流在开关电容充电和放电时的变化量如下：

需要指出的是，在设计系统时，并没有使得系统出现谐振，因此在设计时使：

由此在开关电容放电时，电感电流的变化量可以简化为

dT为一个周期内电感L1续流时间，（1-d）T为电感充电时间，所以输出电压公式吻合BUCK电路降压原理公式。

考虑到整个电路将会使开关电容满充，即：

因此

由分析和计算可见，工作在降压状态时，高压VH先经过2阶开关电容电路降压到VH/2，然后经过BUCK变换电路进一步降压到目标电压。

3.2 模式B

在模式B，整个电路工作在升压状态，开关控制信号如图3c所示。

3.2.1 开关状态1

如图3a，在t=0时刻开关S2，S5，S6接通，低压电源VL开始过对电感L1充电，电容C2，C3串联向C4，VH供电。

电源电压VL加到升压电感L1上，在忽略电感电阻rL和开关电阻rs情况下，电感电流iL1线性增加：

当t=Ton=dT时，线达到最大值，电感L1充电期间，增量为

电容C2，C3串联向C4，VH供电电压方程为

3.2.2 开关状态2

如图3b所示，开关S3，S4和S7接通，二极管D1导通，其余开关和二极管关断。

此时，VL与通过D1对电容C3，C4并联充电。加在L1上的电压为，而，故线性减小，表达式如下：

经过T0ff=（1-d）T之后，达到最小值电容C2，C3并联充电期间，的减小量为

3.2.3 稳态时满足的条件

开关电容电路与VH组成的回路中，电压方程为

所以，升压变比关系：

结合式（24）与式（27），可以得到整个电路的升压比关系式：

由分析和计算可见，工作在升压状态时，低压VL先经过BOOST电路升压到VL/（1-d），然后经过开关电容电路进一步升压到目标电压。

3.3 电路设计和效率

3.3.1 电路设计

在传统的开关变换电路中PWM控制应用很普遍，所以，本文所提出的两级组合电路中包括传统BUCK-BOOST双向变换电路和开关电容电路，控制方式也采用PWM控制。

在PWM控制方式下，模式A降压状态在不同的占空比D调制下，可以很好地得到不同低压输出［6］；模式B升压状态中，在不同的占空比D调制下为使电路正常工作，二极管D3应用很重要。

在模式B中，理论上开关S2，S5，S6关断的同时，开关S3，S4，S7接通，如图3c所示。但在实际中，考虑到各方面因素，很难达到要求，一般会存在一定延时，如图4所示，td为延时时间。

在开关切换存在延时td的情况下，模式B中，开关S2，S5，S6关断时，开关S3，S4，S7仍处关断状态。此时，若无二极管D3，充电后的电感L1将无法形成续流回路，将对开关管、二极管以及整个电路造成安全威胁；应用二极管D3后，充电后的电感L1在td期间将形成如图5所示续流回路，对能量合理分配利用。

3.3.2 电路工作效率

电容充电时，必定会出现能量的损耗，所以在设计电容时，必须考虑电容充电的效率。

电源Vin单独对1个电容C充电，在t=0时刻，电容开始充电。电容C初始电压，从0到t1时刻电源输入能量为

而在0到t1期间，电容储存的能量与电容电压变化量之间的关系：

根据以上计算，可以得到电容充电的效率为

由以上分析可以得出：电容充电效率与串联电阻的大小没有关系，只与电容电压变化量有关系。

从整体来考虑开关电容的工作效率，可以用如下公式：

式中：M为电压变比，M=U0/Ui；K为本征电压变比，K=Qi/Q0。

理想情况下，效率η可以为1，即M=K，但通常η＜1，即M＜K。本文所讨论的开关电容变换电路中，保证电容充满电的情况下，尽量减小ΔVC可以使M更加接近K，从而提高整体效率。

在BUCK-BOOST双向变换电路中，电感上的电流纹波ΔiL将决定整个电路的效率［7］。因为电感电流纹波的增大将会大大增加电感电流的RMS值，从而导致开通损耗和关断损耗的增加。

根据以上分析和计算，减小电容电压和电感电流波动，可以提高整个电路的工作效率。本文所提出的两级组合变换电路分步实现升压和降压，这样降低了每一级升降压任务，进而可以减小电容电压和电感电流波动，使每级电路工作在最佳状态，拥有较高的工作效率。同时，还可以缩小每一级变换电路的体积。

4 实验电路与仿真

芯片SG3525产生PWM波形，利用D882P三极管和IRF3205开关管产生放大和翻转的PWM波形。并联IRF3205开关管作为双向开关，电容C2，C3为22 μF，C1，C4为60 μF，电感L1为0.02 mH。通过TDS1002B示波器采集电压信号，利用Matlab进行电路仿真。为了便于观察波形，电路工作频率设为低频10 kHz。

4.1 降压变换仿真

4.1.1 电路波形分析

组建如图1所示的电路，控制方式如图2所示。输入电压为10 V，输出电压为3.8 V。

从图6的实验和仿真的波形来看，输出电压与理论值相吻合。电容C2两端的电压在充电时指数上升，放电时线性下降，此部分的电容实现了满充的工作状态。在工作的过程当中，电容的电压变化量较小，BUCK电路部分在电感很小的情况下实现了电压的再变换，并且输出电压的纹波也很小。

4.1.2 电路工作效率分析

根据实验结果计算电路效率（η）与占空比（D）的关系如图7所示，由图7可知，电路工作效率在占空比为0.5左右时，效率最好。

在输入输出电压相同的情况下，把BUCK电路与两级组合变换电路在输出功率改变的情况下进行实验分析比较效率，如图8所示。

根据实验结果分析，在相同输入输出电压情况下，输出功率越大，两级组合变换电路的效率越优于传统BUCK电路的效率。

4.1.3 实验和仿真结果分析

根据以上分析，可以得到以下结论：

1）两级组合电路有很好的电压调整特性。当输入电压大范围变化或者负载变化时，都能够通过改变占空比的大小从而保持输出电压恒定；

2）即使输出滤波电感很小，也能保持输出电压的纹波较小；

3）在输入电压比较高输出电压即使很低的情况下，两级组合电路的效率仍然比较高。

4.2 升压变换仿真

4.2.1 电路波形分析

组建如图1所示的电路，控制方式如图3所示。输入电压为5 V，输出电压为14 V。

由图9中的实验和仿真的波形来看，输出电压与理论值相吻合。在工作的过程当中，电容的电压变化量较小，达到了对开关电容电路充放电的预期要求。BOOST电路部分在电感很小的情况下实现了电压的变换，并且输出电压的纹波也很小。

4.2.2 电路工作效率和变压比分析

根据实验结果计算电路效率（η）与占空比（D）的关系如图10所示。

可以看出组合电路当占空比在［0.2，0.6］之间的效率较高，而当D继续加大时，效率出现明显下降，根据图10就可以确定组合电路升压时的最佳工作区间。

在输出电压与输入电压比例K相同的情况下，两级组合电路与传统BOOST电路效率相比较，如图11所示。

传统BOOST电路变压比K（K=vo/vi）超过4以后电路效率急剧下降，而该组合电路可以实现更高压比的电压变换。图11表明组合变换电路能够实现更大的电压变比，在相同电压变比的情况下，有更高的变换效率。

4.2.3 仿真结果分析

根据以上分析，可以得出结论：组合变换电路在升压状态时，输出电压比较稳定，拥有较好的电压调整性和较大的变压范围；与传统BOOST电路相比，组合变换电路不仅有着更高的变压比，而且变压比相同时有着更高的变换效率。

5 结论

本文简要分析了在大变压比的情况下，开关电容变换器和BUCK-BOOST双向变换器的不足，基于两级组合变换电路的思想，采用了将开关电容变换电路和BUCK-BOOST双向变换电路结合的两级组合双向变换电路［8-9］。该电路对电压进行两级变换，先进行预变换，然后再变换为要求电压。采用两级组合双向变换器，不仅能够实现高压比、体积小、重量轻、功率密度大以及电路可集成［10-11］，而且只用较小的电感就有较好的电压调整特性，拥有较高的变换效率［12］。该组合电路可以很好地应用在多端口蓄电池光伏发电系统和电动工具等需要高压比、能量双向流动的地方。

本文为开关电容电路与BUCK-BOOST双向变换电路组合提供了一种思路，后期还有一定工作要做，例如实现软开关和结构优化减少开关管数量等。

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Design of a New Type Bidirectional DC-DC Switched Capacitor Converter

MA Sheng⁃quan，PAN Ting⁃long，JI Zhi⁃cheng
（College of Internet of Things Engineering，Jiangnan University，Wuxi 214122，Jiangsu，China）

BUCK-BOOST bidirectional conversion circuit is basic DC-DC converter circuit，but its transformer ratio is low.Switched capacitor DC-DC can make voltage doubler transform and bidirectional transformation come true，with high integration and little EMI affect，but the voltage regulation is poor.Combined BUCK-BOOST bidirectional conversion circuit with switched⁃capacitor circuit，proposed bidireclional conversion circuit with high transformer ratio，wide input and output voltage range，high efficiency，high precision，and high integration.

switched capacitor；high transformer ratio；bidirectional transformation；high accuracy

TM133

A

2013-12-10

修改稿日期：2014-06-19

江苏省自然科学基金（BK2012550）；江苏省高校科研成果产业化推进项目（JHB2012-24）

马圣全（1991-），男，硕士研究生，Email：shengquan1991@126.com