高刷新率高稳定性LED恒流驱动电路的设计

黎官华，王卫东

(桂林电子科技大学信息与通信学院，广西桂林541004)



高刷新率高稳定性LED恒流驱动电路的设计

黎官华，王卫东*

(桂林电子科技大学信息与通信学院，广西桂林541004)

摘要:为了提升LED显示屏的画面质量，设计了一款高刷新率高稳定性LED恒流驱动电路。将一个完整的PWM划分为32段，通过改进M序列设计了一个新颖的计数器，产生了不规则的PWM提高了视觉刷新率。同时改进带隙基准源和采用高输出阻抗电流镜，提高了电流的稳定性。

关键词:高刷新率;高稳定性;带隙基准源;电流镜

LED显示屏具有节能、环保、色彩鲜艳等优势被广泛使用于公共媒体、户外广告、亮化工程等领域中。LED驱动电路的性能对LED显示屏的显示质量起着至关重要的作用。在LED显示屏中，视觉刷新率和驱动电流的稳定性影响着画面的质量。刷新率越高，人眼越不能感觉到画面的闪烁; LED的亮度和流过它的正向电流有关，要保持LED亮度一致，LED驱动器的输出电流要稳定。但是由于电源电压的变化、温度的变化，LED的性能会受到影响。电压的波动会引起电流的变化，温度的变化能够引起驱动电路中晶体管性能的变化。

1　带高阶度补偿的基准电压源

传统的带隙基准源只是进行了一阶温度补偿，温度系数［1］一般在10×10－6/℃左右。基于MOS阈值特性的电压基准源尽管功耗很低，但是由于载流子具有温度系数，温度系数［2］一般在100×10－6/℃左右。两者各有不足，为了得到更高精度的输出电压，需要对传统的基准源进行高阶补偿。

假如考虑VBE高阶温度系数，那么VBE的表达式可以写为［3］:

式中:VG0为绝对温度时的带隙电压，T0为参考温度，x为集电极电流与温度相关的阶数，在大部分应用中，集电极电流为PTAT电流，所以x等于1。n与工艺以有关，n的值［3］一般在3～4之间。结合式(1)可知，VBE除了含有一阶，还含有负的高阶项。

工作在亚阈区的NMOS管的亚阈值电流表示为:

式中:n与工艺以有关，K为波尔兹曼常数，q为单位电子电荷量，n=1+Cd/Cox，Cd为耗尽层电容，Cox为单位面积栅氧化层电容KT/q为热电势，μ为载流子迁移率，VTH为阈值电压。当VDS≫VT时，式(2)可以写为:

由式(3)可得:

如果两个阈值电压相同MOS管栅源电压差为ΔVGS，那么

基于MOS阈值特性的电压基准源温度系数较高，还和式(5)中的n有关，n的泰勒表达式［4］可以写为:

式中:E、F、G为正数，同时令:

那么式(5)可以写成:

式(7)的ΔVGS含有正的高阶项，式(1)中的VBE具有负的高阶项。因此可以利用两者具有不同的高阶温度系数，相互进行补偿。基于这样的关系得到改进后的带隙基准源如图1所示。

图1　改进型带隙基准原理图

在带隙核心电路中，Q1和Q2的三极管发射极面积为Q3、Q4、Q5的m倍，这样可以减小运放的失调电压对输出电压的影响。由于运放的存在，节点X和节点Y具有相同的电位。MP2、MP3、MP4、MP5、MP6的宽长比一样，此时I1为:

同理在温度补偿电路中Z和节点W具有相同的电位，MP7、MP8、MP9宽长比一样，N1、N2工作在亚阈区。根据式(7)，同时令:

那么I2为:

输出电压为:

式(10)的第一项VBE5具有负的温度系数，而中括号的项中具既包含了有正的一阶温度系数项，也包含了正的高阶温度补偿项，通过调整R1、R2、R3可以得到更高精度的输出电压。

2　恒流驱动电路

恒流驱动电路由基准电流产生模块，高输出阻抗电流镜和电流调节模块构成，Rex端可外接电阻。输出阻抗是恒流电流镜的一个重要参数。在LED驱动电路中，驱动电流稳定是保证LED显示屏显示质量的一个重要因素。电源电压的波动、温度的变化、负载的大小都可能影响到电流镜的稳定性。提高电流镜的输出电阻是提高其稳定性的有效方法。

高输出阻抗电流镜模块中，M1、M3、N1组成一个共源共栅电流镜。M4、M5、M6、N1组成了一个负反馈回路，所组成的负反馈增益级可以提高输出阻抗［5］。电流精度也是电流镜的一个重要指标，电路中的M8、M9、N2、N3可以提高电流镜的精度。在负反馈回路中，设每个增益级的增益为G，那么电流镜的输出阻抗Rout可以由以下公式推出:

图2　恒流驱动电路

结合式(11)和(12)可得:

3　PWM产生电路

为了提升视觉刷新率，需要对传统的PWM进行改进。改进的原理是:PWM的占空比由12位灰度数据控制，PWM高电平包含的灰阶时钟(GCLK)周期个数等于灰阶数据的十进制值。将一个完整的PWM划分为32段pwm，每一段pwm含有128个灰度时钟周期，刚好4 096个GCLK周期。pwm占空比由灰阶数据的高7位(MSB)决定，低5位(LSB)进行段选。段数等于LSB对应的十进制值，选中的段顺序为:1＞17＞9＞25＞5＞21＞13＞29＞3＞19＞11＞27＞7＞23＞15＞31＞2 ＞18＞10＞26＞6＞22＞14＞30＞4＞20＞12＞28＞8＞24＞16＞32，各段选中状态及高电平时间如表1所示。

表1　

传统的PWM在一个刷新周期内，LED点亮和关闭只有一次，只出现一个连续的时间可变点亮脉冲，刷新率会很低，可能给人眼带来闪烁感。对于任何级别亮度点亮脉冲的起始位置在同一个时间点上，如果所有LED同时被点亮会产生一个很大的电流尖峰，会产生严重的电磁干扰［6－7］。S-PWM能提升视觉刷新率，但是当MSB全为0时，刷新率［8］并没有得到改善。改进后的M序列计数器，经过比较器产生一个乱序的PWM。所谓乱序PWM就是不连续的、波形是无规律的。乱序PWM是将一个完整的周期划分为若干个不相等的部分，但是划分后的占空比和和划分前的占空比一样，在相同的时钟频率和灰阶数据下，可以大大提升视觉刷新率。传统的PWM和乱序的PWM如图3所示，从图3可以看出，在相同的占空比情况下，乱序的PWM能够有效地提升刷新率。

图3　传统PWM和乱序PWM

3.1计数器

为了产生乱序的PWM，设计了一个新颖12bit的计数器如图4所示。计数器由12个D触发器构成。其中GCLK为计数时钟，RST为复位信号。当RST为低电平时，各个触发器的输出端Q为1。低7位是一个改进型的M序列计数器。N位普通M序列计数器的模为2N－1个计数值，M序列发生器在全为零的状态下不能自启动，故会少了一个状态。7位普通M序列计数器只含有127个GCLK周期，比一个完整的pwm周期少一个GCLK周期。因此可以通过修改M序列的反馈函数使其在全零时能够自启动至下一个状态。这样就能够实现一个2N计数。修改后的反馈函数为:

式中:f(x)为普通M序列的线性反馈一位寄存器的特征多项式，对于7位M序列，f(x)表达式为:

每完成一个2N计数周期就产生一个高电平脉冲，作为计数器高5位的计数脉冲。高5位实现模为32的计数，在一个完整的PWM周期内实现模(32×128)计数。

图4　计数器电路

3.2加法比较器

比较器可由14个全加器构成，如图5所示。通过上面分析可知，选中的段的pwm的高电平时间比未选中段pwm的高电平时间多1个GCLK周期，因此整个比较器进行两路数据比较，一路是原始的MSB和计数器的低7位进行比较，产生PWML;另一路是MSB加1后的灰阶数据计数器的低7位进行比较，产生PWMH。M序列计数器计数是无序的，因此通过比较器后产生的PWMH和PWML也是无规律的。比较器电路中的加法模块能够对数据进行加1计算，实现对MSB数据加1。加法器模块是由7个半加器构成，输入信号为G5～G11及CI，其中CI为1，输出为g5～g11，进位标志F。当F为1时，让PWMH在一个M序列计数周期都维持高电平，PWMH包含高电平时间包含有128个GCLK周期。

3.3译码电路及选择逻辑电路

译码电路及选择逻辑电路如图6所示，灰度数据的LSB和计数器的高5位ck8～ck12共同进行段选。根据表1可以发现:选中的段数等于LSB所对应的十进制数值，这和温度译码相似，温度计译码也是输入的二进制信号所对应的十进制等于输出“1”的个数，因此对LSB译码时采用温度计译码。5位温度计译码可由2位温度计译码和3位温度计译码和行列选择电路构成。其中2位温度计译码的输出作为列信号，3位温度计译码的输出作为行信号，再结合电源和地，就构成了4行8列的阵列，32个输出;每个输出端的状态是由行、列的状态和行列选择逻辑电路决定。N位温度计译码有2N－1个“1”输出，有1个“0”。但是当全部32段被选中时，LSB全为0，而MSB不为0，每一段高电平时间刚好和对应的PWML的占空比一样。如灰阶数据为020h时，PWMH的高电平为2个GCLK周期，而PWML的高电平时间为1个GCLK周期，从表1可以看出，此时每段的高电平时间为1个GCLK，刚好和PWML相对应，即遇到第32段被选中的时，每段的输出为PWML，即温度译码器的输入全为“0”，输出全为“0”。这样就刚好有32个状态。图5中，段译码器电路的输入信号为计数器的计数值高6位，译码32个输出，每一个输出表示一个包含128个GCLK周期计数段。

图5　比较器电路

图6　译码电路

图7　逻辑选择电路

每一段pwm是PWML还是PWMH，由温度计译码的输出状态决定，温度计译码输出为“1”，则段的输出为PWMH，否则为PWML。在一个完整的PWM周期中有32段pwm，为了避免紊乱，需要合理安排段的输出顺序，段pwmn在哪一时刻输出由段译码器决定，段译码器的P1端输出为“1”则表示第1段在第一个M序列计数周期输出。温度计译码的结果和段译码的结果共同决定图7中pw状态。他们逻辑关系如表2所示，Sn、Pn分别表示温度译码器和段译码器的输出。pwn经过图7中的PWM合成模块，得到一个完整的PWM。

表2　Pn、Sn与Pwn的逻辑关系表

4　仿真验证结果及分析

采用Cadence ADE仿真平台中的Spectre Verilog数模混合仿真器对电路进行仿真。PWM1、PWM2、PWM3、PWM4分别为输入灰阶数据007h、023h、043h及103h时PWM输出波形。从PWM1可以看出有7段被选中，刚好等于007h时LSB对应的十进制数值。MSB和LSB位不全为0，选中的段数是其对应的二进制输出数值。007h、023h、043h 及103h时选中的段数分3，即有3段输出的是两路比较器输出PWMH，剩下29段输出的是PWML。

图7是第17段的pwm高电平包含的GCLK周期个数。007h、013h及043h时，17th被选中。其pwm17分别包含有1个、3个、5个GCLK周期。023h 的MSB为0000001，那么比较器输出中PWMH包含2个GCLK周期，而PWML则包含1个，所以整个PWM的高电平包含有(3×2+29×1)个GCLK周期，和023h对应十进制值35相符合。

采用Cadence Spectre进行仿真，外接电阻为200 Ω时，对电源电压从4.5 V～5.5 V进行电压扫描，仿真结果如图10所示:电流在60.08 mA～60.65 mA变化，最大变化值为0.57 mA，波动百分比为0.94%。在供电电压为5 V，外接电阻为200 Ω，温度变化范围从－45℃～100℃时仿真结果如图11所示:输出电流在60.45 mA～61.8 mA变化，最大变化值为1.35 mA，波动百分比为2.2%。性能和文献［9］的相比如表3所示。

图8　PWM的仿真结果图

图9　第17 显示段PWM 仿真图

图10　电流随电压变化仿真图

图11　电流随温度变化仿真图

表3　性能比较

从表3可以看出，在相同的电源电压变化范围内，文中所设计的电路的电流随电压变化波动比文献［9］更小;尽管电流随温度的波动略大于文献［9］，但是温度变化范围不同，文中所设计的电路温度变化范围－45℃～100℃，而文献［9］］只有25℃～85℃。可见在电源电压波动、温度变化时，输出电流具有很高的稳定性。

5　总结

采用了带高阶温度补偿的带隙基准源和高输出阻抗电流镜，提升了恒流驱动电路的稳定性。设计一个新颖的12 bit计数器，将一个完整的PWM显示周期划分为32个显示段，划分前的PWM和划分后的PWM占空比相一致，不同的灰阶数据每个显示段包含的GCLK周期个数不同。每一段又生产一个乱序的PWM，大大提升了刷新率。

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王卫东(1956－)，男，汉族，桂林电子科技大学硕士生导师，教授，中国通信学会高级会员，研究方向为模拟集成电路与电流模式电路;

黎官华(1987－)，男，汉族，广西壮族自治区玉林市人，桂林电子科技大学集成电路工程硕士研究生，研究方向为数模混合集成电路设计，69571294@ qq.com。

Design of a High Accuracy Op-Amps-Avoided Bandgap Reference

ZHU Tiezhu，ZHANG Mingxing，WANG Liangkun，MA Chengyan*
(Institute of Microelectronics，Chinese Academy of Sciences，Beijing 10029，China)

Abstract:A novel high accuracy op-amps-avoided bandgap reference is presented.The circuit exploits an op-ampsavoided feedback loop circuit，which overcomes the systematic mismatch，avoid offset and saves the power dissipation.A second order curvature compensated circuit is designed to lower the temperature coefficient.The proposed bandgap reference has been implemented in 0.35 μm BCD technology.Simulation results shows that it has a 1.194 V of output.The PSRR is－74 dB at 1 kHz and the coefficient is as low as 2.57×10－6/℃over a temperature range from－40℃to 100℃.

Key words:BCD; bandgap reference; op-amps-avoided; second order curvature compensated

中图分类号:TN432

文献标识码:A

文章编号:1005－9490(2015) 03－0531－07

收稿日期:2014－07－26修改日期:2014－08－20

doi:EEACC:722010.3969/j.issn.1005－9490.2015.03.013