中等速率散射传输波形优化设计

沈斌松，李志勇

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081)

0 引言

对流层散射通信是一种利用对流层媒质的不均匀性来实现超视距通信的通信方式［1，2］。其中以中等速率(2～4 Mbits/s)散射通信设备应用较为广泛，而且数据业务(包括同步数据业务和IP数据)所占其业务比重逐步增加。为保障数据业务的正常开展，系统应满足较高的误码率指标(如PCM电话网要求优于1×10－6)，以前能够很好保证话音质量的误码指标 1 ×10－4已不合时宜［3－5］。

针对散射设备性能提升要求，本文提出一种中等速率散射传输波形优化设计方案，基于双发双收、4重空间分集体制下散射通信设备，采用高效前向纠错编码(Forward Error Code，FEC)，同时增强隐分集效果，达到中等速率散射设备的性能提升。

1 散射信号处理方法对比

对流层散射通信信道为典型的多径时变衰落信道［6］，接收信号处理方式主要有失真自适应接收(Distort Adaptive Receiver，DAR)［7］和自适应均衡(Adaptive Equalizer，AE)［8，9］2 种。目前中等速率散射设备普遍采用DAR信号处理方式，高速散射设备则大多采用AE信号处理方式。下面对DAR和AE散射信号处理方法进行对比。

1．1 抗收发通道失真能力

在工程实践中，收发通道非理想的传输特性以及无线信道的多径传播均会造成接收符号展宽，设计合理的接收机应能够抵抗符号展宽造成的码间干扰。DAR要求发送信号基带码元留有抗码间干扰保护间隔，基带符号成型必须是完全响应。收发通道上的各种失真如滤波器带内不平造成的接收符号展宽，若不超过保护间隔，DAR接收机仍可正常工作。但是，DAR接收机的抗码间干扰保护间隔不可能大于1个符号，因此属于“宝贵资源”，应该用于消除信道引起的码间干扰，大的发收通道幅频特性畸变将严重影响接收性能。

AE的抗码间干扰能力很容易达到4～8个符号周期，能够容忍的由收发通道幅频畸变引起的码元扩展不会高于2个符号，因此收发通道硬件设计上的瑕疵对AE接收机基本无影响。

1．2 隐分集效果

DAR接收机的相干参考是宽带的，只要多径扩散不超过保护间隔，其相干参考的周期性仍然存在。当线谱的频率间隔较宽时，各频点的衰落会出现不完全相关或完全不相关现象，从而产生隐分集效果并构成最佳接收机。各谱线间的频差超出相关带宽越大，隐分集效果越明显。DAR体制对各个分集信号的合并是最佳合并，不存在噪声非白化问题，反映在隐分集效果测试曲线(可通俗的称为“盆型曲线”)上，“盆型”比AE体制“深”且“窄”。

AE的隐分集效果是基于Rake接收机理论的，如果发送符号持续时间小于多径延迟间隔，则线性均衡器的抽头延迟线具有分离多径的能力，发送符号持续时间越小、符号速率越高、发送信号频谱相对信道相关带宽越宽，分离多径效果越好。在隐分集效果测试曲线上，AE接收机反映为“盆型曲线”进入盆底缓慢(2σ/T＞1．5)，但盆底平、宽(2σ/T 宽至7)。同时，由于线性均衡器对深选衰信号频谱补偿会放大噪声分量，从而损失信噪比，其“盆型”比DAR“宽”，但略“浅”。典型“盆型曲线”对比如图1所示，Eb/N0=9 dB，AE抽头延迟线长度=6符号。

图1 DAR与AE隐分集特点

2 散射通信信道下的FEC性能

散射信道是一种变参信道，接收电平的快衰落起伏可高达20 dB，误码图案是集中成串出现的突发误码类型，瞬时误码率很大。随着具有译码失效门限低的Turbo码和低密度奇偶校验［10］(LDPC)码相继问世以及数字信号处理能力的增强，散射通信采用FEC技术改善通信系统误码性能、提高系统传播可靠度成为可能。

2．1 采用FEC的散射通信系统模型

一种典型的采用FEC的散射通信系统模型［11，12］如图2所示。在发送端，待传输信息经FEC编码器编码后同时送入u个发送通道;在接收端，采用v面接收天线和v个接收通道获得m=uv个衰落不相关的发送信息的副本。由于路径不同，此m个副本具有不同的随机相位，相位服从［0，2π］上的均匀分布。经过相位校正后，m个发送信号的副本同相相加送入检测器，输出的软信息由FEC解码器解码恢复原始的发送信息。

图2 采用FEC的散射通信系统模型

2．2 散射通信FEC性能

对于LDPC码的高效FEC码型，若采用诸如和积算法(Sum-Product Algorithm)的迭代译码方法［13］，其误码性能曲线并无闭式解，只能通过仿真或实测获得。码长2 304 bit，码率分别为3/4和1/2的LDPC码误码性能曲线如图3所示。由图3可知，LDPC编码的译码门限效应非常明显，信噪比在1 dB变化范围内，误码率由10－2陡降至10－7以下。

图3 LDPC码误码性能曲线

分集合并是散射通信的关键技术，FEC性能严重依赖分集合并的效果，采用上述2种LDPC码，分集重数、每分集支路平均Eb/N0与BER的关系如图4所示。

由图4可知，若设计指标要求 BER优于1×10－5，分集通道不应少于3个;FEC是提高链路质量的有效技术之一，在8重分集下，误码性能可从1×10－4降至1×10－6，可满足大部分话音业务和数据业务要求，并且编码增益与分集重数密切相关，分集重数越大，衰落平滑越充分，编码增益越接近AWGN信道下增益。

图4 散射通信FEC性能曲线

3 中等速率散射波形优化设计

3．1 信号处理方式选择

首先分析图1所示的“盆型曲线”，其左侧斜率表征了解调器分离多径的精度，斜率越大进入“盆底”越迅速、对延迟小的多径分集越充分，在近距离或选衰不明显的反常气候条件下工作越稳定。“盆型曲线”的深度表征解调器对多径的利用能力，“盆底”越深，隐分集效果越明显。由于气候变化和人为因素的影响，散射信道的多径展宽为一随机变量，“盆型曲线”的底宽至少应大于90%概率条件下的多径展宽，其右侧斜率越小越佳，传输质量不会因为多径时延展宽异常而导致误码性能急剧恶化。

在典型传输距离中等速率条件下，多径时延展宽与信号周期比值2σ/T在0．2～0．5，采用DAR可获得可观的隐分集效果。但信道出现异常传输或采用FEC改善传输质量时，DAR解调器的性能会急剧恶化。若采用AE处理方式，解调器可正常工作。因此，中等速率散射设备应采用AE作为其信号处理方式，并尽可能提高其符号速率，使其工作在“盆底”区域，以获取隐分集增益。

3．2 编码方式选择

LDPC是一大类性能可逼近香农限的“好码”，但应注意，不同方法设计的码字在长度、纠错性能、误码平台、译码迭代次数和编码开销等方面差异很大，因此应根据设计要求筛选。此外，多数仿真性能很好的码型是不能硬件实现的，只有生成矩阵和校验矩阵具有某些特殊数学规律的码型才可能放入FPGA/ASIC之中。换言之，LDPC码必须量体裁衣，码型选择、硬件实现一体化设计。

为提高符号速率，FEC编码采用码率1/2、码长2 304 bit的LDPC编码，该码字的校验矩阵具有准循环结构，编译码硬件实现复杂度低，便于采用FPGA实现。在AWGN信道BPSK/QPSK调制方式的条件下，BER=1×10－6时LDPC的编码增益约8 dB，误码平台低于1×10－9。该码字编码前后的性能曲线交汇点在5×10－2，高的交汇点对于减少深衰落时由译码崩溃造成的突发误码具有重要的意义。同时该码字引入的编译码时延小于3 ms，满足设备使用要求。

为进一步提升符号速率，同时采用曼彻斯特编码，并且在解调端进行曼彻斯特软合并，从而不会由于符号速率提升而损失信噪比，达到增加2σ/T的目的。采用以上2种编码后，符号速率提升4倍，2σ/T在1．6～4，已经进入“盆底”曲线，可获得分集效果。

3．3 测试结果分析

为测试优化设计波形在散射信道下的性能，按图5搭建室内测试平台，其中由2台Spirent公司的SR5500仿真器来模拟不同信噪比、不同衰落模型下的信道，使用4台收发信机进行射频/中频变换。

图5 新波形室内测试平台

散射信道下测得的优化设计波形隐分集性能曲线如图6所示，Eb/N0=7 dB，AE抽头延迟线长度=7符号。

由图6可知，优化设计波形在2σ/T=0．25时就已获得了较好的隐分集性能，在2σ/T≥0．5时，达到“盆底”，由于分集充分，减少了大突发误码出现的概率，为FEC提供了一个误码分布较为均匀的平台。优化波形的“盆底曲线”与原DAR和AE不同:不需要宽的多径弥散(2σ/T≥0．25)即可进入盆底隐分集显著区，而且“盆底曲线”平坦宽阔(宽至2σ/T=6)。该结果反映了新波形对不同气候条件、不同通信距离引起的多径弥散宽度变化有更好的适应能力，在隐分集显著区的工作稳定性更好。

图6 优化设计波形隐分集性能曲线

中等速率波形优化设计后，可获得的益处总结如下:①获得4～5 dB的编码增益，并且处理时延小于3 ms;② 链路服务质量大幅度提高2个数量级，低误包率更适合IP数据传输，满足PCM电话网远距离接续要求;③ 在相同的通信距离下，4～5 dB的慢衰落储备可将年传播可靠度从原95%提高至98%;④若在95%的年传播可靠度下，通信距离可有15%的延伸。

4 结束语

本文从对流层散射信号处理以及FEC的原理出发，基于4重空间分集，结合散射链路参数，针对中等速率散射设备提出一种波形优化设计方案，通过波形优化设计并在散射信道下对优化后波形的误码性能进行测试。测试结果表明，该优化设计波形易于实现，散射信道下的误码性能优越，可使设备能力提升4～5 dB，具有较高的实际应用价值。

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