移相全桥ZVS软开关DC－DC稳压电源的设计与分析

2015-01-01吴帆

通信电源技术 2015年4期

吴帆

（盐城工学院电气工程学院江苏盐城224051）

1 任务来源及项目背景

某系统的功率放大器工作电压范围为10～50 V，配套电源系统承担着为功放组件提供直流能量的作用，电源的性能指标直接影响系统的整机性能。目前为该系统批量生产的配套开关电源普遍采用硬开关PWM技术。在硬开关状态下，PWM变换器随着开关频率的上升，开关管的开关损耗会成正比增加，使电源的效率降低，处理功率的能力减弱，电源功率密度的提高受到限制；同时还会产生严重的电磁干扰（EMI）噪声，影响系统的信号质量，硬开关PWM技术已不能适应系统对电源高功率密度、高效率、低噪声的发展要求［1］。为克服硬开关PWM技术的诸多缺点，近年来软开关PWM技术的研究得到了迅速发展，软开关技术可以使开关电源的损耗大大降低，可以使电源的功率密度做得更高，体积重量得以减轻，可靠性得以提高，电磁干扰也大大减小。因此采用软开关技术的开关电源有较好的应用前景。

2 电源设计方案

该电源的主要技术指标：（1）输入电压：交流50 Hz，三相380 V±15%，三相五线制；（2）输出电压：直流40～50 V，可调；（3）功率因数≥0．86（满载）；（4）效率≥0．91（满载）；（5）浪涌电流（～380 V加电）：≤2．5倍最大工作电流；（6）最大输出功率：5 kW；（7）最大输出电流：100 A；（8）电压调整率：≤0．1%；（9）负载调整率：≤0．5%；（10）输出纹波噪声：≤80 mV（峰－峰值）；（11）最大外形尺寸：高304 mm×宽144 mm×深400 mm。

设计难度在于输出功率大、体积小、功率密度和效率要求高，纹波要求比较苛刻，这些指标要求均超过以往设计的电源指标。如果仍采用以往常用的PWM硬开关技术，是很难满足设计要求的。在电路的选择上，主功率变换电路采用PWM移相控制的全桥ZVS软开关变换器，电源开关频率选50 kHz。图1所示为该电源原理框图。

图1 电源原理框图

3 电源的主电路组成及工作原理

电源的主电路如图2所示，由输入整流滤波电路（含输入电流防冲击电路）、全桥DC／DC逆变电路、高频变压器、谐振电感和隔直电容、输出整流滤波电路等部分组成。

图2 电源主电路

3．1 输入整流滤波电路

对三相380 V／50 Hz交流电源进行整流和滤波，EMI滤波器是三相输入电磁干扰滤波器，用于减小电源内部噪声对电网的干扰，同时也能抑制电网上的噪声对电源的干扰。V5为三相整流桥。L1是输入滤波电感，为抑制电源开机时由于电解电容瞬间充电出现的过大冲击电流。由电阻R2和场效应管V7构成防冲击电路，开机时，先通过限流电阻R2对输入滤波电容C10、C11充电，使冲击电流受到限制；同时整流后的电压经电阻R1、R5对电容C14进行充电，当电容C14上的电压达到场效应管V7的G－S开启电压时，V7饱和导通，将电阻R2短路，电源进入正常工作状态。最后得到520 V左右的直流电压，供给DC／DC全桥逆变电路［2］。

3．2 全桥变换器

全桥逆变电路由V1～V4四个功率开关管MOSFET组成，V1和V2分别超前于V4和V3一个相位，称V1和V2组成的桥臂为超前桥臂，V3和V4组成的桥臂则为滞后桥臂。V10～V13分别是V1～V4的内部集成体二极管，C3、C4、C6、C7分别是 V1～V4的输出电容，L2是谐振电感，T1是高频变压器，C5为隔直流电容。变换器采用零电压移相控制方式，每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。

3．3 高频变压器、谐振电感及隔直电容

高频变压器T1起到降压和绝缘隔离的作用谐振电感L2实现功率开关管的零电压开关。由于功率开关管的离散性和反馈回路引起的不对称，全桥逆变电路的交流方波电压中含有直流分量，如果不用隔直电容将直流分量隔去，将引起高频变压器磁芯单向偏磁，磁芯易饱和，可能导致全桥逆变电路的开关管烧毁。C5用来防止高频变压器直流磁化。电流互感器T2对开关变压器的初级电流进行取样，输出信号送给控制保护电路作电流保护用。

3．4 输出整流滤波电路

将变压器副边输出的高频交流方波电压经过整流、滤波后电压取样反馈再经调节，得到稳定的50 V直流电压。图中V8和V9是输出整流二极管，R6、C15和R7、C16是吸收缓冲电路，用来吸收二极管反向恢复时产生的尖峰。L3是输出滤波电感，C8是滤波电容，L4是输出共模滤波电感。R8是输出直流电流取样电阻。

4 电源的控制保护电路

电源的控制保护电路以移相控制器UC1875为核心，外加均流控制电路、过流过压比较电路和稳压恒流电路等组成。

4．1 均流控制电路

将输出电流取样信号放大后产生与输出电流成比例的电压信号，电压信号与均流母线上的电压信号比较。如果某个电源的输出电流增大，成为N个电源中电流最大的一个，电压信号大于均流母线上的电压信号，该电源自动成为主电源，其他电源为从电源，均流母线上的电压变为IOMAX，其余电源的输出电流信号与均流母线上的电压进行比较，通过调整运放的7脚输出电平来改变稳压环电压取样回路的分压比，自动调整电源的输出电压，实现自动均流的功能。

4．2 输出过流和输出过压比较电路

当出现输出过流或过压时，运放输出高电平，通过二极管与过温信号、软起动信号等形成或门，接到UC1875的电流检测端，使UC1875的输出全部关断，实现电源的保护。

4．3 稳压电路

输出电压取样信号UO经电阻分压后送到误差放大器的同相输入端，电压基准经电阻分压后送入反相输入端，取样信号与基准信号比较后通过调整运放的输出端电压来调整UC1875运放补偿端的电压，实现稳压的目的。

4．4 恒流电路

输出电流采样信号经运放、电阻分压后送入误差放大器的反相端，与同相端的电压基准进行比较，当输出电流超过恒定电流设定值时，输出端电压降低，使UC1875运放补偿端的电压随之降低，通过UC1875的调整使电源工作在恒流状态。

5 驱动电路的设计

由于高压大电流功率场效应管的输入电容Ciss很大，如果直接由控制芯片UC1875驱动，芯片的驱动功率较大导致芯片的损耗和温升增加，工作可靠性降低。采用外加驱动放大电路对控制芯片提供的驱动信号进行放大，两组三级管分别构成两对图腾柱，其输出分别接驱动变压器的初级，变压器的次级分别驱动同一桥臂的两个功率场效应管。双向稳压管分别并在四个功率场效应管的G－S间，防止G－S间过压。由于驱动变压器驱动同一个桥臂两个功率管，因此要求绕组之间必须有650 V以上的绝缘电压。

6 电路仿真

为了验证本文基于移相全桥ZVS软开关所设计的电源工作原理，利用PSPICE软件对该电源电路进行了仿真，由于测试电压电流波形时采用差分探头，示波器显示原边电压波形（图3CH1）和原边电流波形（图3CH2）与实际波形相比幅值缩小100倍。

6．1 全桥变换器原边电压和电流

图3（a）、（b）、（c）、（d）分别为样机电源输出功率1／3额定负载（33 A）、1／2额定负载（50 A）、2／3额定负载（70 A）、满载（100 A）时全桥变换器原边电压和原边电流波形。电压电流波形与理论波形一致。从波形中可以看出，所有波形均较干净，原边电流由于有谐振电感的存在，没有传统硬开关变换器所出现的导通电流尖峰。

6．2 MOSFET驱动电压和漏源极电压波形

图4（a）、（b）、（c）分别为样机电源输出功率1／3额定负载（33 A）、1／2额定负载（50 A）、2／3额定负载（70 A）时全桥变换器桥臂的一个MOSFET的漏源极电压波形（图4CH1）和驱动电压波形（图4CH2），从图中可以看出，当驱动电压变为正方向时，其漏源极电压已经为零了，其内部寄生的反并二极管已经导通，此时开通MOSFET就是零电压开通，这说明移相控制方案实现了开关管的零电压开关。

图3 全桥变换器原边电压和原边电流波形

图4 MOSFET驱动电压和漏源极电压波形

6．3 全桥变换器原边电压和副边电压波形

图5（a）、（b）、（c）、（d）分别为样机电源输出功率1／3额定负载（33 A）、1／2额定负载（50 A）、2／3额定负载（70 A）、满载（100 A）时全桥变换器原边电压（CH1）和副边电压（CH2）波形。从这四幅图中可以看出，当原边电流从零变化到正方向（或负方向）时，副边存在占空比丢失，负载越大，副边占空比丢失越严重。

7 结论

目前该5 kW电源的样机已交付使用，从使用的情况看，该电源的性能指标及可靠性均达到设计要求。

图5 全桥变换器原边电压和副边电压波形

（1）体积小、重量轻、效率高

本电源的最大外形尺寸为：高304 mm×宽144 mm×深400 mm，重量17 kg，额定输出功率5 kW，功率密度2 8 5 W／dm3。电路设计采用PWM移相软开关技术并适当提高电源的工作频率，减小开关管的损耗，减小磁性元件的体积重量；合理选择谐振电感的值，保证在1／3负载至满载情况下变换器的开关管均可实现零电压开关；