一种相位电可控的微带反射阵单元设计*

张麟兮， 罗虎存， 高 萌， 尹 超

(西北工业大学电子信息学院 西安 710129)

引 言

微带反射阵天线结合了抛物面天线和微带阵列天线二者的优势，具有高增益、低剖面、低成本、易携带、易集成和易共形等优点，已在卫星通信和太空遥感等远距离无线传输系统中得到广泛应用[1]。微带反射阵天线由空间馈源和反射阵组成，空间馈源发出的电磁波到达反射阵平面上，调节阵面上每个阵元的反射波相位，使所有阵元的反射波在指定方向上同相叠加，从而在此方向上实现高增益。对于微带反射阵元，常见的相位补偿方案有改变阵元形状、尺寸、旋转角度和对阵元直接加载不同长度的微带开路线等，这些方案设计简单，但是单元带宽窄[1，2]，且相位补偿量不可电调。微带反射阵的窄带特性有以下两方面原因:①不同空间路径下的相位频率偏移;②辐射单元的窄带特性。前者对带宽的影响比较小，通过扩大焦径比可以降低其影响[3];至于后者，可采用宽带特性的单元来增加带宽，如采用新型宽带单元[3～5]和缝隙耦合堆叠结构[6]，采用实时延迟线TTD(True Time Delay)相位补偿方案也可以提高天线辐射带宽[6，7]。目前，对波束可重构天线[8]的研究已成为热点。在国外，一些学者已经开始了对反射阵天线相位电可控的研究，例如给延迟线之间接入MEMS开关，通过控制开关的通断实现对回波相位的控制[9]，或给延迟线Line枝节终端加载单个变容管，通过调节反偏电压来改变相移量，实现阵元相位的电可控[10]，达到反射阵波束可重构的目的。然而回波相位曲线的斜率较高，相移量较小，成为变容管加载反射阵单元的主要问题，目前还没有较好的解决方案。

本文首先介绍了缝隙耦合微带反射阵单元的工作原理，以及各参数对其性能的影响。然后，对TTD枝节终端加载变容二极管SMV2019(反偏电压从0V逐渐增大到20V时，电容值从2.2pF降低到0.2pF)，实现了单元回波相位曲线斜率和相移量的电可控;通过调节反偏电压，可使回波相位曲线的斜率和相移量得到一定的改善，具有一定的工程应用价值。最后，分析了加载变容管后，频率对相位曲线的影响。

1 缝隙耦合微带反射阵单元结构分析

图1 缝隙耦合微带反射阵单元结构图

缝隙耦合微带反射阵单元由四部分构成:辐射贴片、开缝的接地板、TTD线和金属反射板，它们之间由不同的基板支撑。由空间馈源发出的电磁波到达贴片(Patch)表面，产生感应电流，通过地平面上的缝隙(Slot)电耦合至地平面下方的微带传输线，沿线传输，到达终端后被反射，再次经过缝隙耦合给贴片，并以原极化方式辐射出去。反射阵单元结构如图1所示。

图1(a)中，介质板1主要起支撑作用，它的厚度一般为λ/4(λ为中心频率处的介质波长)，相对介电常数比较小。介质板2影响微带线(TTD)的性能，降低其厚度可减小寄生辐射，但会增加损耗，通常取折中值0.01λ ～0.02λ，相对介电常数取2～10。介质板3对天线的辐射性能和耦合强度都有影响:①其厚度影响着耦合强度和带宽，增加厚度，带宽会随之增加，但耦合强度会降低;②其相对介电常数对天线的带宽和效率都有影响，减小相对介电常数，天线的阻抗带宽会增加，同时表面波激励有所减弱，效率得到了提高。介质板4将贴片与外部环境隔离开，以保护贴片，由于它会增大天线的有效介电常数，因此对天线的谐振频率和带宽也有一定的影响。图1(b)中，矩形贴片(Patch)的尺寸决定了单元谐振频率，耦合缝隙的尺寸决定着阻抗匹配的效果，耦合强度主要取决于缝隙的长度YSlot和宽度XSlot，其中缝隙的长度作用最大，耦合强度直接影响着匹配效果，决定着整个阵列能否正常工作。地平面下方的TTD线由固定枝节(Stub)和可变枝节(Line)两部分组成:①固定枝节的终端开路，长度小于λ/4，以调节缝隙耦合过程中过多的感抗;②可变枝节的终端开路，长度可变，以调节相移量，当匹配较好时，相移量与可变枝节长度成正比，理论上，采取缝隙耦合方式后，可变枝节的长度可以无限延长，所以它的相移量可以无限扩大;TTD线的宽度决定着其特性阻抗和耦合强度，一定程度上，较细的TTD线耦合强度更大。介质板1下方的金属反射板，可以消除单元的后向辐射，降低能量损耗[11]。

2 仿真分析

2.1 TTD线加载变容二极管

变容二极管是一种可变电抗电路元件，其PN结的结电容(势垒电容)随反偏电压的变化而变化。实验表明，变容管的结电容CJ(VR)与外加反向偏置电压VR的关系为

其中，CJ0是VR=0时变容管的结电容，VJ是PN结的势垒电压，为常数，由变容管的半导体材料决定，M为变容二极管的指数。实际中，变容二极管的等效电路并不仅仅是一个电容，如图2(a)所示。CJ为结电容，D为二极管，RS为串联电阻，LS为引线电感，CP为封装电容。变容二极管是一种非线性元件，其结电容与反偏电压之间呈非线性关系。利用ADS软件对变容二极管SMV2019[12]进行建模仿真，其结电容随反偏电压变化的曲线如图2(b)所示，在0～20V的偏压范围内，电容值约从2.2pF减小到了0.2pF。

在缝隙耦合微带反射阵单元中，移相网络属于核心部分，为了实现单元回波相位曲线斜率和相移量的电可控，在TTD两个枝节的终端加载变容二极管，其等效模型如图3所示。在Stub和Line枝节的终端加载变容管，此时整个移相网络可等效为一端口反射型模拟移相器，通过调节两个变容管的电容，可调控回波相位曲线。

图2 变容二极管等效电路和结电容曲线

2.2 阵元建模仿真分析

依据互易定理，电磁波由微带线经缝隙耦合至上方贴片和由上方贴片经缝隙耦合至微带线的过程等效[6]。因此，可通过设计一个缝隙耦合微带天线，来设计缝隙耦合微带反射阵单元。使用HFSS和ADS建立图1加载变容管之后的模型，变容二极管采用 Skyworks公司的SMV2019，基于等效波导法原理[13]进行仿真分析。表1为模型各部分的参数，馈源为沿X轴极化的平面波，工作频率为 10.4GHz。

图3 TTD线加载变容管的等效模型

表1 模型部分结构的参数

2.3 仿真结果及分析

改变Stub枝节长度，可以调节耦合枝节的电抗[7]，从而调节回波相位曲线的斜率。一般情况下固定Stub枝节，调节Line枝节长度可有效地调节回波的相移量。图4给出在未加载两个变容管的情况下，当XStub=1.7mm，XLine从0.7mm 增大到8.5mm 时，在9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz三个频点处，模型 S11的相位和幅度随 Line枝节长度的变化曲线。结果显示，在 XLine从0.7mm增大到8.5mm的过程中，在9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz三个频点上，S11的相移量分别为 298°、313°、335°，S11的相位近似与 XLine成正比，幅度均优于-0.2dB。然而，该情况下单元回波相位曲线斜率和相移量不可电调，因此不能用于波束可重构反射阵的设计。

图5给出了只在Stub枝节终端加载变容管1时，模型S11的相位和幅度随XLine的变化曲线，XStub=1.7 mm，工作频率为10.4GHz。结果显示，在XLine从0.7mm增大到8.5 mm的过程中，C1(变容管1的电容值)对模型S11相位曲线斜率的影响比较明显，而对相移量的影响可忽略，都近似等于290°。C1分别取0.2pF、0.3pF、0.4pF 时，三条曲线的斜率逐渐增大，当 C1为0.2pF 时，相位曲线的斜率较平缓，S11的幅度优于-0.9dB，适合于反射阵的设计。

图4 不同频率时，S11的相位和幅度随XLine的变化曲线

图5 工作频率10.4GHz、加载变容管1时，S11的相位和幅度随XLine的变化曲线

图6 为在Stub、Line枝节分别加载变容管1、2后，模型S11的相位随C2(变容管2的电容值)的变化曲线，XLine=8.5mm，XStub=1.7mm，工作频率为10.4GHz。结果显示，在 C2从0.2pF 增大到2.2pF 的过程中，相移量逐渐增大，C1对模型S11相位曲线斜率的影响比较明显，而对相移量的影响可忽略(都约为145°)。

综上，在TTD枝节终端加载变容管，通过控制反偏电压改变其电容值，进而改变TTD枝节终端电抗(类似于枝节长度的虚拟变化)，可实现单元回波相位曲线斜率和相移量的电可调。Stub枝节的变容管电容值可调节回波相位曲线的斜率，Line枝节的变容管电容值可调节回波相位曲线的相移量。在设计过程中，当单元尺寸确定后，通过调节两个变容管的电容值来调节相位曲线的斜率，得到一个斜率较小、相移量较大的相位曲线。然而，在加载变容管实现回波相位电可控的同时，单元特性会有所下降:①受变容管自身特性的限制，加载变容管时的相移量理论上达不到一个周期;②由于谐振等原因，能量损耗会有所增加;③加载变容管后，系统结构比较复杂，增大了工程实现的难度。

图7、图8分别给出了图5、图6两种情况下，频率对相位曲线的影响。在图7中，XStub=1.7mm，C1为 0.3pF，XLine从 0.7mm 增大到8.5mm，频率分别取 9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz。可见，在10.9GHz处由于失配造成模型S11的幅度有所减小。在图8中，XStub=1.7mm，C1为0.3pF，C2从 0.2pF 增大到 2.2pF，频率分别取 9.9GHz、10.4GHz、10.9GHz。可见，由于失配等原因，导致在 9.9GHz和10.9GHz处，模型S11的幅度都有所减小。

图6 工作频率10.4GHz、加载变容管1、2时，S11的相位和幅度随C2的变化曲线

图7 加载变容管1后，频率对S11相位和幅度的影响曲线

图8 加载变容管1、2后，频率对S11相位和幅度的影响曲线

由图7、图8可知，对缝隙耦合微带反射阵单元加载变容管，在工作频率处可以实现回波相位曲线斜率和相移量的电可控，但是由于谐振和阻抗失配等原因，在一定程度上会缩窄反射阵单元的带宽。

3 结束语

通过对TTD线的终端加载变容二极管，利用电磁仿真软件HFSS和ADS，实现了缝隙耦合微带反射阵单元回波相位曲线斜率和相移量的电可控。仿真结果表明，加载在Stub枝节的变容管可调节回波相位曲线的斜率，加载在Line枝节的变容管可调节回波相位曲线的相移量。但是，加载变容管在一定程度上会缩窄反射阵单元的带宽。

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