一种高性能的寄生供电方法

房淼森

摘 要： 对传统的寄生供电技术加以改进，提出一种高性能的寄生供电方法，将寄生供电能力从微安量级提升至毫安量级。这种高性能的寄生供电方法可以在高要求的数据采集、实时监控等方面得到应用，使得寄生供电技术拥有更广泛的应用价值。目前，该方法已经申请国家专利，申请号为201410123946.7。

关键词： 寄生供电； 受控上拉； 串行通信； 1?Wire

中图分类号： TN911.7?34；TM 930.3 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）19?0066?03

A method of high?performance parasitic power supply

FANG Miao?sen

（Jiangsu University of Science and Technology， Zhenjiang 212000， China）

Abstract： The traditional parasitic power supply technology was improved. A method of high?performance parasite power supply is proposed， which makes the parasitic power supply capacity increased from microampere magnitude to milliampere one. This high?performance parasitic power supply method can be used in the situation like demanding data acquisition， real?time monitoring， etc. It can make parasitic power supply technology has a wider application. The national patent has been applied for this method， whose application number is 201410123946.7.

Keywords： parasitic power supply； controlled pull?up； serial communication； 1?Wire

0 引 言

寄生供电是一种利用主设备与从设备之间的通信数据线对从设备进行供电的方式，即连接主从设备的数据线既是数据信息传送的通道， 也是从设备获得电源能量的通道[1]。寄生供电通常出现在串行通信的过程中，如由美国DALLAS半导体公司提出的1?Wire[2?3]串行通信总线。寄生供电已经在数据采集、环境监测等方面得到一定应用，如采用可以在寄生供电方式下工作的数字式单总线温度传感器DS18B20?PAR[4]构成的温度检测系统。当系统采用寄生供电时，从设备直接从数据线获取电源，因此从设备无需额外的本地电源配置，减少了从设备外围器件，从而降低了系统成本；同时，系统连线减少，方便对系统进行扩展，增加新的从设备。

通常的寄生供电方法供电能力有限，仅能提供微安量级的负载电流，如1?Wire协议中规定为每个通过寄生供电方式工作的从设备提供5 μA的电流，无法在使用寄生供电的从设备中扩展A/D，微控制器等单元。因此，在实时监控及实时信号采集等方面，特别是在某些需要进行A/D转换或其他高电源容量需求的从设备中，寄生供电并未得到广泛应用。提出了一种高性能的寄生供电方法，可以在不影响总线正常通信的前提下大大提高寄生电源的供电能力，为使用寄生供电的从设备提供毫安量级的负载电流。

1 系统结构

1.1 传统寄生供电系统结构

在寄生供电系统中，从设备获得的电源容量很大程度上取决于上拉电阻的阻值大小。在目前的应用中，主设备与从设备之间主要采用直接连接方式[5]，并且在上拉电路部分单独添加控制端口，采用临时性强上拉为从设备供电，如图1所示。

系统采用临时性强上拉措施可以直接解决从设备在进行A/D转换或其他高功耗操作需要的供电问题，却增加了系统的I/O口线，并且主从设备在强上拉期间无法改变通信数据线的电平，影响系统通信。

1.2 改进后的寄生供电系统结构

本文对目前的的寄生供电系统结构加以改进，如图2所示。在主设备与从设备之间的通信数据线上扩展受控上拉电路和寄生供电电路。其原理是受控上拉电路受通信数据线上的信号电平控制，自动选择强上拉或弱上拉电阻值，对寄生供电电路中的储能电容充电，从而产生寄生电源，对从设备进行供电。

1.2.1 受控上拉电路

受控上拉电路由单稳态电路[6]、强上拉开关管和弱上拉电阻组成，如图3所示。其中，单稳态电路和强上拉开关管为受控上拉电路的核心组成部分。其工作原理是当通信数据线上电平无变化时，单稳态电路工作在稳态，强上拉开关管截止，受控上拉电路工作在弱上拉状态；当通信数据线上电平由低电平变成高电平时，单稳态电路工作在暂态，强上拉开关管饱和导通，受控上拉电路工作在强上拉状态。

1.2.2 寄生供电电路

寄生供电电路由整流开关管和储能电容组成，如图4所示。其工作原理是当通信数据线上为高电平时，整流开关管饱和导通，储能电容从通信数据线上获取电能进行充电；当通信数据线上为低电平时，储能电容放电，产生寄生电源，为从设备供电。

1.3 系统工作原理

以下通过图例进行详细说明，如图5所示。为了方便进行分析，在此仅讨论简单的RC微分型单稳态电路。其中，[U1]为通信数据线电压，[U2]为微分型单稳态电路输出电压，[U3]为强上拉开关管输出电压，[U4]为储能电容两端的电压。

如图5（a）所示，在[t1～t2]时间段内，当通信数据线上的电平变高时，单稳态电路将输出暂态，其波形如图5（b）所示。在单稳态电路输出暂态期间，若其输出电压大于强上拉开关管的阈值电压[7]，强上拉开关管将饱和导通一定时间，其波形图如图5（c）所示。由于本例采用简单的RC微分型单稳态电路，无需采用复杂的单稳态电路。当受控上拉电路工作在强上拉状态期间，通信数据线上的高电平将控制寄生供电电路中的整流开关管导通，此时，主电源通过强上拉开关管和整流开关管对储能电容充电，储能电容两端的电压如图5（d）所示。由于开关管导通电阻很低，因此，可以对储能电容进行短时间快速充电而补充电能，同时也保证了通信信号的稳定性，不会因为对电容充电时间过长引起数据脉冲畸变而干扰主从设备之间的数据通信。此外，为了使从设备有足够的电能，进行不间断工作，需根据通信协议以及从设备的负载选择合适的储能电容。

3 电路参数分析

系统要能够正常工作，必须满足一定的条件，下面以UART通信协议[8]为例。根据系统工作原理，考虑一个极端的通信周期，即10位传送方式中只有停止位是高电平。在此条件下，储能电容在一个通信周期中只可补充一次电量，充放电的过程如图6所示。

下面给出一种该电路主要参数的计算方法：

（1） 确定单稳态输出的暂态时间[tp。]在0～[tp]时间段内，电路处于强上拉状态；为了避免因强上拉时间过长导致主、从设备发送器无法拉低总线电平，引起通信数据错误，[tp]必须小于等于通信过程中一位数据的传送时间；考虑到双方通信波特率[9]存在误差以及单稳态电路中RC参数存在离散性，设通信波特率为[S，]根据经验公式，在保证通信数据可靠的前提下应使得下式成立：

[tp=0.8×1S] （1）

（2） 考虑储能电容容量。在[0～tp]时间段内，电路处于强上拉状态时，应完成对储能电容快速充电。设从设备允许的供电电压误差最大为额定供电电压的[K]倍，储能电容为[C储，]充电回路的时间常数为[τ充，]则电容在[0～tp]时间段内从[KVpp]充电到[Vpp，]此处可以忽略弱上拉电阻对充电的影响。根据电容充电[10]的公式可得到储能电容两端电压满足的关系式：

[U储=KVpp+（Vpp-KVpp）（1-e-tpτ充）] （2）

根据经验，[K]通常为0.9，取[tp=2τ充，]代入上述公式，储能电容两端电压可达电源的98.6%以上，基本可以认为充满。根据公式（1）和（2）进一步推导，可以得到储能电容取值关系式：

[C储=25R充S] （3）

其中，[R充]为主电源对储能电容充电线路的阻抗，包括强上拉开关管、整流开关管和导线电阻。

（3） 计算电路的负载能力。对于放电过程，假设负载为恒流放电，故在[tp～tq]时间段内，电容放电为一直线从[Vpp]恒流放电到[KVpp，]放电曲线如图5所示。设负载电流为[I，]根据电容恒流放电公式可得到储能电容在放电过程中满足的关系式：

[KVpp=Vpp-IC储（tq-tp）] （4）

此处分析可知，[tq]实际上与通信波特率[S]有关，当采用上述10位UART传送并处于极端数据传送周期情况时，有：

[tq=10S] （5）

通过公式（4）和（5），最终可得以下关系式：

[I=（1-K）VppC储10S-τ充=（1-K）Vpp23R充] （6）

通常，设备供电电压允许的最大误差为10%，而电容充满的电压约为主电源电压，通常为5 V；另外，如选择合适型号的MOS管作为强上拉开关管和整流开关管，其导通电阻很容易控制在毫欧量级，可以忽略不计，因此充电回路的阻抗[R充]即为通信线路的导线电阻，若采用工程中常用的75?7同轴电缆，100 m的线阻约为0.8 Ω。将以上数据代入式（6），可得到通过该寄生供电方法对从设备供电，在上述极限通信情况下能达到的最大负载电流约为25 mA。若从设备采用接触式寄生供电或从设备本身采用低压供电，通过稳压器件[11]，负载电流还能成倍增加，足以满足大多数现场数据采集系统的供电需求。

4 结 语

本文得益于受控上拉电路和寄生供电电路的设计方案，系统在受控上拉电路处于强上拉状态时，可以对寄生供电电路中储能电容进行低阻抗的快速充电；储能电容的取值可以适当增大，以提高寄生电源的负载能力，并降低电源的纹波系数。

参考文献

[1] 王峻松，朱潇挺，任腾龙，等.一种改进的寄生供电串行通信总线及其收发器[J].微电子学，2007，37（6）：882?886.

[2] 杨晓林.单总线数字测控器件及其应用[J].江汉大学学报：自然科学版，2003，31（4）：19?21.

[3] 李钢，赵彦峰.1?WIRE总线数字温度传感器DS18B20原理及应用[J].现代电子技术，2005，28（21）：77?79.

[4] 唐为义，王艳霞，刘蕾.便携式多点温度采集系统[J].仪表技术与传感器，2007（11）：50?51.

[5] 张彦兵，刘永前，李义强.1?WIRE总线驱动电路设计[J].传感技术学报，2006，19（4）：1020?1022.

[6] 韩彬，王坤宁，周宁侠，等.基于可编程逻辑器件单稳态电路的设计与实现[J].石油仪器，2011，25（6）：75?76.

[7] 李泽宏，李肇基，方键，等.自对准双扩散MOS器件的阈值电压分析[J].微电子学，2003，33（6）：513?516.

[8] 赖万玖.UART协议及其在光传输中的应用[J].世界电子元器件，2003（7）：59?61

[9] 张绪锦.一种自动检测串行通信波特率的方法[J].雷达科学与技术，2001（2）：14?18.

[10] 张廷锋，许少衡.一种基于电容充放电的时间间隔测量方法[J].国外电子测量技术，2011，30（11）：30?32.

[11] 董亮，陈昭栋.小电流数显稳流电流源的开发[J].西南科技大学学报，2004，19（4）：24?26.

如图5（a）所示，在[t1～t2]时间段内，当通信数据线上的电平变高时，单稳态电路将输出暂态，其波形如图5（b）所示。在单稳态电路输出暂态期间，若其输出电压大于强上拉开关管的阈值电压[7]，强上拉开关管将饱和导通一定时间，其波形图如图5（c）所示。由于本例采用简单的RC微分型单稳态电路，无需采用复杂的单稳态电路。当受控上拉电路工作在强上拉状态期间，通信数据线上的高电平将控制寄生供电电路中的整流开关管导通，此时，主电源通过强上拉开关管和整流开关管对储能电容充电，储能电容两端的电压如图5（d）所示。由于开关管导通电阻很低，因此，可以对储能电容进行短时间快速充电而补充电能，同时也保证了通信信号的稳定性，不会因为对电容充电时间过长引起数据脉冲畸变而干扰主从设备之间的数据通信。此外，为了使从设备有足够的电能，进行不间断工作，需根据通信协议以及从设备的负载选择合适的储能电容。

3 电路参数分析

系统要能够正常工作，必须满足一定的条件，下面以UART通信协议[8]为例。根据系统工作原理，考虑一个极端的通信周期，即10位传送方式中只有停止位是高电平。在此条件下，储能电容在一个通信周期中只可补充一次电量，充放电的过程如图6所示。

下面给出一种该电路主要参数的计算方法：

（1） 确定单稳态输出的暂态时间[tp。]在0～[tp]时间段内，电路处于强上拉状态；为了避免因强上拉时间过长导致主、从设备发送器无法拉低总线电平，引起通信数据错误，[tp]必须小于等于通信过程中一位数据的传送时间；考虑到双方通信波特率[9]存在误差以及单稳态电路中RC参数存在离散性，设通信波特率为[S，]根据经验公式，在保证通信数据可靠的前提下应使得下式成立：

[tp=0.8×1S] （1）

（2） 考虑储能电容容量。在[0～tp]时间段内，电路处于强上拉状态时，应完成对储能电容快速充电。设从设备允许的供电电压误差最大为额定供电电压的[K]倍，储能电容为[C储，]充电回路的时间常数为[τ充，]则电容在[0～tp]时间段内从[KVpp]充电到[Vpp，]此处可以忽略弱上拉电阻对充电的影响。根据电容充电[10]的公式可得到储能电容两端电压满足的关系式：

[U储=KVpp+（Vpp-KVpp）（1-e-tpτ充）] （2）

根据经验，[K]通常为0.9，取[tp=2τ充，]代入上述公式，储能电容两端电压可达电源的98.6%以上，基本可以认为充满。根据公式（1）和（2）进一步推导，可以得到储能电容取值关系式：

[C储=25R充S] （3）

其中，[R充]为主电源对储能电容充电线路的阻抗，包括强上拉开关管、整流开关管和导线电阻。

（3） 计算电路的负载能力。对于放电过程，假设负载为恒流放电，故在[tp～tq]时间段内，电容放电为一直线从[Vpp]恒流放电到[KVpp，]放电曲线如图5所示。设负载电流为[I，]根据电容恒流放电公式可得到储能电容在放电过程中满足的关系式：

[KVpp=Vpp-IC储（tq-tp）] （4）

此处分析可知，[tq]实际上与通信波特率[S]有关，当采用上述10位UART传送并处于极端数据传送周期情况时，有：

[tq=10S] （5）

通过公式（4）和（5），最终可得以下关系式：

[I=（1-K）VppC储10S-τ充=（1-K）Vpp23R充] （6）

通常，设备供电电压允许的最大误差为10%，而电容充满的电压约为主电源电压，通常为5 V；另外，如选择合适型号的MOS管作为强上拉开关管和整流开关管，其导通电阻很容易控制在毫欧量级，可以忽略不计，因此充电回路的阻抗[R充]即为通信线路的导线电阻，若采用工程中常用的75?7同轴电缆，100 m的线阻约为0.8 Ω。将以上数据代入式（6），可得到通过该寄生供电方法对从设备供电，在上述极限通信情况下能达到的最大负载电流约为25 mA。若从设备采用接触式寄生供电或从设备本身采用低压供电，通过稳压器件[11]，负载电流还能成倍增加，足以满足大多数现场数据采集系统的供电需求。

4 结 语

本文得益于受控上拉电路和寄生供电电路的设计方案，系统在受控上拉电路处于强上拉状态时，可以对寄生供电电路中储能电容进行低阻抗的快速充电；储能电容的取值可以适当增大，以提高寄生电源的负载能力，并降低电源的纹波系数。

参考文献

[1] 王峻松，朱潇挺，任腾龙，等.一种改进的寄生供电串行通信总线及其收发器[J].微电子学，2007，37（6）：882?886.

[2] 杨晓林.单总线数字测控器件及其应用[J].江汉大学学报：自然科学版，2003，31（4）：19?21.

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[5] 张彦兵，刘永前，李义强.1?WIRE总线驱动电路设计[J].传感技术学报，2006，19（4）：1020?1022.

[6] 韩彬，王坤宁，周宁侠，等.基于可编程逻辑器件单稳态电路的设计与实现[J].石油仪器，2011，25（6）：75?76.

[7] 李泽宏，李肇基，方键，等.自对准双扩散MOS器件的阈值电压分析[J].微电子学，2003，33（6）：513?516.

[8] 赖万玖.UART协议及其在光传输中的应用[J].世界电子元器件，2003（7）：59?61

[9] 张绪锦.一种自动检测串行通信波特率的方法[J].雷达科学与技术，2001（2）：14?18.

[10] 张廷锋，许少衡.一种基于电容充放电的时间间隔测量方法[J].国外电子测量技术，2011，30（11）：30?32.

[11] 董亮，陈昭栋.小电流数显稳流电流源的开发[J].西南科技大学学报，2004，19（4）：24?26.

如图5（a）所示，在[t1～t2]时间段内，当通信数据线上的电平变高时，单稳态电路将输出暂态，其波形如图5（b）所示。在单稳态电路输出暂态期间，若其输出电压大于强上拉开关管的阈值电压[7]，强上拉开关管将饱和导通一定时间，其波形图如图5（c）所示。由于本例采用简单的RC微分型单稳态电路，无需采用复杂的单稳态电路。当受控上拉电路工作在强上拉状态期间，通信数据线上的高电平将控制寄生供电电路中的整流开关管导通，此时，主电源通过强上拉开关管和整流开关管对储能电容充电，储能电容两端的电压如图5（d）所示。由于开关管导通电阻很低，因此，可以对储能电容进行短时间快速充电而补充电能，同时也保证了通信信号的稳定性，不会因为对电容充电时间过长引起数据脉冲畸变而干扰主从设备之间的数据通信。此外，为了使从设备有足够的电能，进行不间断工作，需根据通信协议以及从设备的负载选择合适的储能电容。

3 电路参数分析

系统要能够正常工作，必须满足一定的条件，下面以UART通信协议[8]为例。根据系统工作原理，考虑一个极端的通信周期，即10位传送方式中只有停止位是高电平。在此条件下，储能电容在一个通信周期中只可补充一次电量，充放电的过程如图6所示。

下面给出一种该电路主要参数的计算方法：

（1） 确定单稳态输出的暂态时间[tp。]在0～[tp]时间段内，电路处于强上拉状态；为了避免因强上拉时间过长导致主、从设备发送器无法拉低总线电平，引起通信数据错误，[tp]必须小于等于通信过程中一位数据的传送时间；考虑到双方通信波特率[9]存在误差以及单稳态电路中RC参数存在离散性，设通信波特率为[S，]根据经验公式，在保证通信数据可靠的前提下应使得下式成立：

[tp=0.8×1S] （1）

（2） 考虑储能电容容量。在[0～tp]时间段内，电路处于强上拉状态时，应完成对储能电容快速充电。设从设备允许的供电电压误差最大为额定供电电压的[K]倍，储能电容为[C储，]充电回路的时间常数为[τ充，]则电容在[0～tp]时间段内从[KVpp]充电到[Vpp，]此处可以忽略弱上拉电阻对充电的影响。根据电容充电[10]的公式可得到储能电容两端电压满足的关系式：

[U储=KVpp+（Vpp-KVpp）（1-e-tpτ充）] （2）

根据经验，[K]通常为0.9，取[tp=2τ充，]代入上述公式，储能电容两端电压可达电源的98.6%以上，基本可以认为充满。根据公式（1）和（2）进一步推导，可以得到储能电容取值关系式：

[C储=25R充S] （3）

其中，[R充]为主电源对储能电容充电线路的阻抗，包括强上拉开关管、整流开关管和导线电阻。

（3） 计算电路的负载能力。对于放电过程，假设负载为恒流放电，故在[tp～tq]时间段内，电容放电为一直线从[Vpp]恒流放电到[KVpp，]放电曲线如图5所示。设负载电流为[I，]根据电容恒流放电公式可得到储能电容在放电过程中满足的关系式：

[KVpp=Vpp-IC储（tq-tp）] （4）

此处分析可知，[tq]实际上与通信波特率[S]有关，当采用上述10位UART传送并处于极端数据传送周期情况时，有：

[tq=10S] （5）

通过公式（4）和（5），最终可得以下关系式：

[I=（1-K）VppC储10S-τ充=（1-K）Vpp23R充] （6）

通常，设备供电电压允许的最大误差为10%，而电容充满的电压约为主电源电压，通常为5 V；另外，如选择合适型号的MOS管作为强上拉开关管和整流开关管，其导通电阻很容易控制在毫欧量级，可以忽略不计，因此充电回路的阻抗[R充]即为通信线路的导线电阻，若采用工程中常用的75?7同轴电缆，100 m的线阻约为0.8 Ω。将以上数据代入式（6），可得到通过该寄生供电方法对从设备供电，在上述极限通信情况下能达到的最大负载电流约为25 mA。若从设备采用接触式寄生供电或从设备本身采用低压供电，通过稳压器件[11]，负载电流还能成倍增加，足以满足大多数现场数据采集系统的供电需求。

4 结 语

本文得益于受控上拉电路和寄生供电电路的设计方案，系统在受控上拉电路处于强上拉状态时，可以对寄生供电电路中储能电容进行低阻抗的快速充电；储能电容的取值可以适当增大，以提高寄生电源的负载能力，并降低电源的纹波系数。

参考文献

[1] 王峻松，朱潇挺，任腾龙，等.一种改进的寄生供电串行通信总线及其收发器[J].微电子学，2007，37（6）：882?886.

[2] 杨晓林.单总线数字测控器件及其应用[J].江汉大学学报：自然科学版，2003，31（4）：19?21.

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[4] 唐为义，王艳霞，刘蕾.便携式多点温度采集系统[J].仪表技术与传感器，2007（11）：50?51.

[5] 张彦兵，刘永前，李义强.1?WIRE总线驱动电路设计[J].传感技术学报，2006，19（4）：1020?1022.

[6] 韩彬，王坤宁，周宁侠，等.基于可编程逻辑器件单稳态电路的设计与实现[J].石油仪器，2011，25（6）：75?76.

[7] 李泽宏，李肇基，方键，等.自对准双扩散MOS器件的阈值电压分析[J].微电子学，2003，33（6）：513?516.

[8] 赖万玖.UART协议及其在光传输中的应用[J].世界电子元器件，2003（7）：59?61

[9] 张绪锦.一种自动检测串行通信波特率的方法[J].雷达科学与技术，2001（2）：14?18.

[10] 张廷锋，许少衡.一种基于电容充放电的时间间隔测量方法[J].国外电子测量技术，2011，30（11）：30?32.

[11] 董亮，陈昭栋.小电流数显稳流电流源的开发[J].西南科技大学学报，2004，19（4）：24?26.