一种分布控制系统24 V直流电源的实现

唐思文，曾超，李印龙，杨喜军

（上海交通大学电气工程系，上海 200240）

一种分布控制系统24 V直流电源的实现

唐思文，曾超，李印龙，杨喜军

（上海交通大学电气工程系，上海 200240）

在分析分散控制系统（DCS）供电电源需求的基础上，给出了一种实现方案。采用FAN4803的PFC功能和PWM功能，实现一种带功率因数校正的单相AC－DC变换器，输出直流电压385 V，并获得12 V工作和驱动电源。采用UC3844实现一种385 V～24 V的单端正激DC－DC变换器，最终连续负载能力为500W。采用均载控制芯片UC3907实现2路N＋1冗余设计，连续负载能力为500W，总负荷能力可达750W以上。

分布控制系统；AC－DC变换器；DC－DC变换器；功率因数校正；单端正激；均载控制；冗余设计

0 引 言

随着信息技术的发展，分散控制系统DCS的应用也越来越广泛，工业现场采用了大量的智能仪表。因此对直流电源提出了更高的性能需求，如功率等级、效率、EMC水平［1］、电压品质等，而且随着DCS系统日益庞大，对直流电源的功率等级要求也越来越高。小功率的直流电源（如150W）已显得力不从心。

24 V大功率直流电源基本为国外垄断，为了提高DCS系统的集成性、配置的灵活性和性价比，开发具有自主知识产权、与DCS系统配套的24 V大功率直流电源非常必要，迫切需要开发功率超过500W以上的新型开关电源［2－3］。而现有DCS直流电源大都不能满足上述要求。为了提高输出功率等级和供电可靠性，24 V大功率直流电源需要采用输出并联运行均载技术和冗余技术。

基于以上分析，本文设计和实现一种额定输出功率500W的220 VAC－24VDC变换器。其中前级为带有APFC的AC－DC变换器、后级为单端正激的DC－DC变换器，并采取输出端并联冗余操作，获得额定输出500W的可靠供电能力。

1 电路拓扑与工作原理

1．1 电路拓扑

单级DCS直流电源的功率电路包括前后两级，其中前级AC－DC变换器拓扑如图1所示，后级DC－DC变换器拓扑如图2所示，＋12 V风机驱动和芯片工作用电源结构如图3所示，均流电路结构如图4所示。

图1 前级AC－DC变换器结构

1．2 工作原理

1．2．1 AC－DC变换器

图1所示为采用FAN4803CP－X［4］的单相APFC典型电路［5］20。二极管D1～D4构成不控整流桥，电感L1、反向快恢复二极管FRD1、逆导型开关RCS1构成升压环节，E1为储能电解电容，C1为交流滤波电容。电阻R1与R2形成分压电路，用于检测网侧电压。R4与R5形成分压电路，用于检测中间直流电压。R3为反映电感L1电流的分流电阻。

图2 后级DC－DC变换器结构

图3 ＋12 V开关电源结构

图4 均流电路结构

FAN4803为内部同步PFC和PWM的8引脚芯片，拥有单引脚电压误差放大器专利技术，其PFC部分采用峰值或平均值、连续升压、前沿调制模式，固定开关频率为67 kHz，PFC控制内部结构如图5所示，其典型应用线路参见文献4。

1．2．2 DC－DC变换器

图5 FAN4803内部结构

图2所示为初级双端正激、次级为两级并联全波整流的DC－DC典型电路［5］72。初级双端正激可以解决正激变换器的磁路复位问题。具有两只功率MOSFET，关断时每只MOSFET仅承受一倍直流输入电压，不出现漏感尖峰，没有漏感能量消耗。若保证复位时间等于导通时间，则磁芯总能复位。其原因是，功率器件关断时，Np上的反向电压与导通时的正向电压相等。因此，若最大导通时间不超过半周期的80%，使下半周期开始前有20%的余量，则磁芯总能可靠复位。

控制电路中，UC3844［6］配置TPS2812［7］，这时需要一路隔离的＋12 V驱动电源，另一路驱动采用脉冲变压器电路，如图6所示。

图6 脉冲变压器驱动电路

1．2．3 ＋12 V开关电源电路

图3给出了基于FAN4803的＋12 V反激开关电源结构，FAN4803－1的PWM开关频率为67 kHz，FAN4803－2的PWM开关频率为134 kHz，PWM控制内部结构如图5所示，其典型应用线路参见文献4。图1和图2所示电路顺次连接，即构成单级AC－DC变换器，输入单相交流220 V，输出直流电源＋24V，输出功率500W。图3所示电路为其提供驱动电源和工作电源，并提供直流散热风扇电源。

1．2．4 均流电路

本文采用的是并联均流的N＋1备份电源冗余方式，指电源由多个相同单元组成，各单元通过或门二极管并联在一起，由各单元同时向设备供电。这种方案在1个电源故障时不会影响负载供电，但负载端短路时容易波及所有单元。

功率MOSFET代替二极管实现冗余，导通内阻可以到几MΩ，不仅实现了效率更高的解决方案，而且由于无需散热器，节省大量电路板面积，也减少了设备的散热源。

图4给出了采用UC3907［8］的均流电路，采用并联均流的N＋1备份方式，额定输出功率500W，可以输出功率750W以上。

UC3907具有基本总线结构，可以实现控制输出电压和负载均流。输出电压由完全差分高阻抗电压放大器检测，每级电源电流由高精度差分电流放大器检测，具有光耦驱动能力，共用总线线路阻抗较低，噪声灵敏度较低。UC3907内部结构如图7所示，两级直流电源并联均流示意图如图8所示，其均载反馈环路示意图如图9所示，与UC3844接口电路如图10所示。

图7 UC3907内部结构

图8 两级直流电源并联均流

2 设计与实现

2．1 电路设计

设计目的：实现AC－DC变换器。输入单相网侧电压220 V，输出电压＋24 V，连续负载能力为500W，完成2路N＋1冗余设计。

2．1．1 AC－DC变换器的功率电路

选择单相二极管整流桥KRJ2508，25 A／100℃／800V；采用铁氧体EE40型PFC电感，在25 kH、85℃和额定电流下感值约为350μH；滤波电容取值为470μF；N沟道功率MOSFET采用FCA76N60N：48．1 A／100℃／600 V；反向快恢复二极管采用30EPH06：28 ns，30 A／116℃／600 V；采用两级共模扼流圈配置Y电容方案，实现EMI滤波。

图9 UC3907均载反馈环路

图10 UC3907与UC3844接口电路

2．1．2 DC－DC变换器的功率电路

双端正激逆变部分：采用功率MOSFET FCA76N60N、反向快恢复二极管30EPH06、铁氧体EE40型高频降压变压器。

双端正激整流部分：4只双共阴极二极管S20LC20U，20 A／200 VDC；4只电解电容，1 200 uF／35 V；一只隔离光耦：PC817。

2．1．3 并联均流电路

两只均流芯片：UC3907；两只隔离光耦：PC817。整个ACDC变换器由两个单级AC－DC变换器组成，输入共同的交流电源，输出端通过UC3907均流电路连接。

2．1．4 散热部分

所有发热的功率开关均安装在铝散热器上，铝散热器接外壳，外壳连接保护地。整个装置采用直流风扇强制散热。风机型号为FD126025，0．24 A／12 V；风机电源用三端稳压器，型号为L7812。

2．2 实验结果

在输入网侧电压（20%范围内，对所设计的AC－DC变换器进行了调试和测试，实现了其基本功能。下面给出一组供电电压230 V时的实测波形，所测得网侧电流能够满足谐波电流限制标准［9］，输出直流电压精度较高。轻载下中间直流电压平均值为380 V，纹波峰峰值较低。较重负载下中间直流电压平均值有所下降，纹波峰峰值有所增加。整个负载范围内两路AC－DC变换器输出均流效果良好。

图11 轻载下网侧电压和网侧电流的实测波形

图11给出了较轻负载下网侧电压和网侧电流的波形，电流总有效值为0．40 A。可见轻载下波形校正效果较差，差模电容引起的容性位移相对较大。

图12给出了中等负载下网侧电压和网侧电流的波形，电流总有效值为1．15 A。可见中等负载下波形校正效果转好。

图13给出了该条件下网侧电流和直流输出电压波形，电流总有效值为1．90 A。

图14给出了较重负载下的波形，电流总有效值为2．75 A。可见较重负载下波形校正效果也较好。

图12 中等负载下网侧电压和网侧电流的实测波形

表1 24V直流电源实测数据和计算数据

图13 中等负载下网侧电流和直流电压的实测波形

图14 较重负载下网侧电压和网侧电流的实测波形

表1给出了一组实测数据和计算数据，从中可以看出实现AC－DC变换器具有较好的性能指标。

3 结束语

提出了一种额定输出功率500W的220 VAC－24 VDC变换器实现方案，采用FAN4803、UC3844和UC3907实现直流电源的AC－DC、DC－DC和并联均流功能。实验结果验证了在中等负载和较重负载的情况下，该变换器具有良好的性能指标和校正波形。

［1］钱照明，程肇基．电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术［M］．杭州：浙江大学出版社，2000．

［2］何希才．新型开关电源设计与应用［M］．北京：科学出版社，2001．

［3］周志敏，周纪海．开关电源实用技术设计与应用［M］．北京：人民邮电出版社，2003．

［4］Fairchild semiconductor．FAN4803 8－pin PFC and PWM control combo［K／OL］．（2004－02－11）［2013－7－1］．http：／／www．fairchildsemi．com．

［5］张占松，蔡宣三．开关电源的原理与设计［M］．北京：电子工业出版社，1999．

［6］Texas Instruments．UC3844 Current mode PWM controller［K／OL］．（2007－6－14）［2013－7－1］．http：／／www．ti．com．

［7］Texas Instruments．TPS2812 Dual high－speed MOSFET drivers［K／OL］．（2004－10－13）［2013－7－1］．http：／／www．ti．com．

［8］Mark Jordan．UC3907 Load Share IC Simplifies Parallel Power Supply Design［Z］．Unitrode Corporation Application Note，U－129．

［9］IEC．IEC61000－3－2：1995 Electromagnetic compatibility Part3：limits－set．2：limits for harmonic currentemission（equipment input current≤16A per phase）［S］．Geneva：IEC，1995．

Im plementation of a 24 V DC Power Supply for Distributed Control System s

TANG Si-wen1，ZENG Chao1，LIYin-long1，YANG Xi-jun1
（Department of Electrical Engineering，Shanghai Jiao Tong University，Shanghai200240，China）

On the basis of an analysis of the power supply demand of the distributed control system（DCS），this paper presents an implementation scheme．FAN4803 PFC／PWM functions are utilized to realize a single-phase AC-DC converter with power factor correction，with 385 V DC voltage aswell as12 V working and driving power supply．UC3844 is used to achieve a single-end forward 385 V-24 V DC-DC converterwith 500W final continuous load．UC3907 load-sharing control chip is utilized to accomplish 2－way N＋1 redundancy design，with a continuous load capacity of 500W and total load capacity over 750W．

distributed control system；AC-DC converter；DC-DC converter；power factor correction；single-end forward conversion；load balancing control；redundancy design

10．3969／j·issn．1000－3886．2014．04．007

TN86

A

1000－3886（2014）04－0019－04

唐思文（1990－），女，上海人，上海交通大学电气工程系硕士研究生，专业为电力电子与电力传动，目前研究方向为单相功率因数校正技术。

定稿日期：2013－08－22

本论文得到国家自然科学基金（60934005）和2011年闵行区技术创新项目－企校合作专项（2011MH101）支持