基于电流源半桥变换器的光伏直流模块研究

杨 晨 王 烨 毛 玲 谢少军

（南京航空航天大学自动化学院 南京 210016）

1 引言

交流或直流模块式光伏发电系统[1,2]针对每一块光伏电池板单独设计光伏变换器，能够充分利用光伏电池发出的功率，可解决光伏电池阵列应用中的部分阴影问题，是光伏发电的重要技术方向[6-10]。在模块式直流光伏发电系统中，光伏直流模块的输出一般通过并联经统一的逆变单元并网，为便于对后级进行逆变变换，模块式光伏变换器的输出将具有较高的电压（电压等级在几百伏），但一般光伏电池板的开路输出电压仅有几十伏，所以具有高升压比的直-直变换器才是光伏直流模块的适用变换器。

目前有大量关于高升压比直流变换器的研究报道。然而，在现有种类繁多的高升压比直流变换器[1,6-9]中，真正可实用的电路并不多，大部分电路结构复杂，或者不具备电气隔离功能，或者难以实现高的效率。电流源半桥变换器[11]作为一种无需辅助电路的高升压比变换器，电路结构简单，且能够通过电路参数优化设计和变换器的工艺设计而实现变换器的高效率工作，是一种具有较高实用价值的电路方案。该变换器存在的问题主要是其控制难以实现，不采用辅助电路、简单结构的电流源半桥变换器，其两个功率管的开关信号必须存在交叠，即功率管的占空比必须大于0.5，而从变换器的工作范围看，在电路起动、空载或轻载工作时均难以满足该要求。同时，该变换器作为光伏直流模块时，其控制电路还应满足光伏电池发电的基本要求，即应包含输入的MPPT控制和输出的电压稳定控制。

本文针对基于电流源半桥变换器的光伏直流模块展开分析，通过对变换器工作原理的分析，阐述了电流源半桥变换器在控制上存在的主要问题，并提出了一套控制策略，能够对该光伏直流变换器在完成基本的光伏模块控制基础上，对其控制方案进行进一步的优化，改善变换器在空载以及起动中遇到的问题。

2 电流源半桥变换器的工作原理和控制要求

2.1 工作原理

电流型半桥变换器的电路原理如图1所示。图中，L1和L2为2个Boost电感且感值相等，T1是隔离变压器，其电压比为1:n，Lr是变压器的漏感，ip是变压器一次电流，Q1和 Q2是变换器的 2个开关管，VD1～VD4是二次侧的 4个整流二极管，Co是输出滤波电容，Uin和Uo分别表示输入和输出电压。

图1 电流源半桥变换器主电路Fig.1 Main circuit of current-fed half bridge converter

假设所有开关管和二极管为理想器件，变压器为理想变压器 T1与漏感 Lr的串联，则在连续工作模式下，变换器的稳态工作波形如图2所示。图2中，ugs(Q1)和ugs(Q2)分别是2个开关管的驱动信号，两个信号的占空比相等而相位相错 180°，iL1和 iL2是 Boost电感的电流波形，uds1和 uds2是开关管 Q1和 Q2的漏源极电压波形，up是变压器一次电压波形，t0～t4为变换器工作过程中的主要开关时刻。由于电感 L1和 L2的工作过程完全相似，以下根据一个电感的工作过程推导变换器的电压传输比。

当开关管开通时，电感两端的电压为变换器的输入电压Uin，因此有

式中，L是 L1和 L2的电感值；ΔIL是电感电流的变化量；D是开关管的占空比；Ts是开关周期。

当开关管关断时，电感两端的电压为变换器输出电压反映到变压器一次侧的值与输入电压之差，因此有

图2 电流源半桥变换器稳态工作波形Fig.2 Steady-state waveforms of current-fed half bridge converter

由式（1）和式（2），以及伏秒积平衡原理，不难推出变换器在连续电流模式时的输入输出传输比为

当变换器断续工作时，对变换器进行类似的分析，可得到如下的输入输出关系式：

式中，Iin表示输入电流。显然，断续工作时，输入输出传输比不仅与占空比有关，还和变换器的工作功率以及Boost电感大小有关。

由式（3）和式（4）均表明，合理设计变压器的电压比 n，即可使电流源半桥变换器实现高升压比的变换要求，从而能有效应用于光伏直流模块。

虽然该变换器的功率管工作在硬开关状态，影响该变换器效率的一个主要因数是变压器的漏感，合理地设计变压器的参数和结构可以有效地减小该漏感。

2.2 控制要求

根据电流源半桥变换器的稳态波形图可知，若变换器的控制信号不存在重叠区，会使得变压器的漏感的能量因没有流通回路而转变为开关管的电压尖峰。在变换器传递功率较大时，漏感的能量也较大，可能导致功率管损坏。所以，在正常设计变换器时，即在电流连续模式时，电流源型半桥变换器的占空比应设计为大于0.5。

然而，从式（4）可看出，Iin越小则Uo越大，D越小则Uo越小，说明为合理控制轻载输出电压，Iin越小，则D将越小，即变换器的占空比会小于0.5。

另一方面，在变换器的开机起动过程中，特别是进行软起动时，变换器的工作功率由小逐渐增大，变换器也会进入占空比小于0.5的工作状态。

上述分析表明，电流源半桥变换器的可靠控制是其应用难点。在设计基于该变换器的光伏直流模块的控制方案时需要考虑一下几点：①控制电路能够保证全工作范围内2个功率管的控制信号存在交叠；②合理的起动和轻载控制策略，保证在功率管占空比大于 0.5时的输出电压稳定；③光伏直流模块的输入MPPT和输出电压限制；④光伏应用的其他控制要求的实现。

3 电流源半桥光伏直流模块的控制技术

3.1 总体方案设计

图3所示是针对电流源半桥光伏直流模块设计的总体控制方案示意，采用单片机和脉宽调制控制芯片相结合的控制电路。单片机主要可以实现信号量的采集、MPPT控制、逻辑控制及通信等控制功能。选用合适的 PWM控制芯片保证各种工作条件下2个功率管存在交叠导通时间。图4所示是具体控制策略的相关说明，以下将通过图4并结合图3介绍本文的控制策略。

3.2 光伏直流模块的功率控制策略

图4a展示的是本文对电流源半桥变换器设计的输出外特性曲线。图中示意了变换器将包含输出下垂控制、MPPT控制以及限流控制功能。结合图3可以看到：在实现光伏直流模块的控制上，电流源半桥变换器的输入和输出均进行了采样，Uin和 Iin是输入电压和电流，Uo和Io是输出电压和电流，然后分别对两侧的采样进行处理，输入侧采样主要用于MPPT控制，输出侧采样主要用于输出端电压控制，最终形成两个基本控制信号，对两者取小以实现基本功率匹配，也就是如图4a所示的外特性曲线。图3中示意本文采用了1片单片机（CC2530），主要用于MPPT计算以及输出过压保护功能。功率匹配后的信号会经过 PWM芯片，并最终形成电流源半桥变换器所需的PWM控制信号。

3.3 PWM控制电路的设计

考虑到电流源半桥变换器的功率管控制要求，即 PWM芯片的二路输出不是互补的，所以通过考察商用的各种PWM芯片，再经合理的芯片外围电路设计，TI（Texas Instruments）公司的UC3637芯片能够满足该要求。

图3 电流源半桥光伏直流模块的总体设计Fig.3 The overall diagram of the proposed control strategy for the current-fed half bridge converter

图4 电流源半桥光伏直流模块的具体控制策略Fig.4 The detailed control strategy of the current-fed half bridge converter for photovoltaic applications

图4c所示是UC3637及其外围电路的示意图。其中，振荡电路会产生一路高频的三角载波信号，经过三角波移相电路后会产生另一路交错180°的三角载载波信号。功率匹配信号，也即调制波信号，是在变换器正常工作时，根据变换器的工作状态自动产生的控制信号，也即 3.2节提及的按照功率取小原则匹配控制的信号，通过合适的设计，该信号将时刻保证其通过三角载波产生的占空比大于0.5。最终经过UC3637的4脚、7脚以及驱动放大电路，输出两路交错180°且存在交叠区的驱动信号。

3.4 起动及轻载时的控制方法

在设置了驱动生成电路以及功率匹配等电路后，为进一步优化变换器的起动和轻载控制，在图4c中，还展示了一个软起动控制电路和过电压保护控制电路。其中，软起动控制电路主要提供一个软起动信号，在变换器起动时使占空比从0缓慢经小于0.5达到超过0.5，而在起动结束后该信号始终大于功率匹配信号，而使变换器由功率匹配信号控制，以此实现变换器从小于0.5起动的要求。

但需要说明的是，上述占空比小于 0.5的过程只能存在于起动阶段，在正常工作时，变换器的占空比始终都大于0.5。由此，当变换器轻载工作时，占空比的最小值只能被控制在0.5，根据式（4），变换器载越轻，输出电压则越高，且会超出允许值。为了在占空比大于 0.5的情况下实现电压限制，在变换器的控制中设置了间歇式工作模式，其主要通过单片机采集输出电压，经单片机内部的软件处理环节，输出一个shutdown信号，来拉低变换器驱动。图4b是单片机判断过压时的软件流程图。该过程并不将变换器彻底关掉，而是判断直流母线电压超过设定最高电压时，自动关闭驱动信号，而待直流母线电压回落到额定值以下时，再给出变换器驱动信号，以此解决电流源变换器的轻载过电压问题。

4 实验研究

研制了一台电流源半桥光伏直流模块实验样机，具体参数如下：光伏电池板电压Uin=20～45V、额定输出电压 Uo=380V（最大 400V）、开关频率fs=250kHz，额定功率 Pin=250W，电感 L1=L2=0.14mH，变压器电压比 n=1.8，功率开关管采用BSC190N15NS3G（50A/150V），输出整流二极管为STPSC16H065C（16A/650V）。

4.1 变换器的稳态工作

图5所示为变换器在输入电压 uin=36V、输入功率为250W、输出电压uo=380V时电感电流、输入电流及驱动信号的工作波形。输入电流 Iin约为7A，电感L1和L2基本为输入电流Iin的1/2，3.5A。该图的波形情况基本与理论分析一致。

图5 变换器稳态工作波形Fig.5 The steady-state waveforms

4.2 变换器的动态工作

图6为变换器在输入电压 60V、负载 60W（2.5kΩ）、输入串联电阻由10Ω变为20Ω再变为10Ω（输入功率大-小-大）时，变换器MPPT控制和输出下垂控制切换的波形，MPPT工作时，变换器输入电压基本稳定在30V，而在输出闭环控制时，变换器输出电压基本稳定在380V。

4.3 变换器的起动过程和空载工作

图7为变换器在输入电压uin=45V（开路电压），输入端串联电阻为 10Ω，负载为 60W（2.5kΩ）时的起动波形，最终变换器处于MPPT工作模式，输出电压为负载电阻的电压基本稳定在 330V左右，输入电压在起动后，经过MPPT控制稳定在约22.5V左右。

图7 变换器起动波形图Fig.7 The start waveforms

图8为变换器在输入电压uin=45V（开路电压）时的空载工作波形。可以看到变换器处于间歇性工作中，约每 750ms，变换器间歇性工作一次，输出电压为输出电容两端的电压基本被限制在 380～400V之间。

图8 变换器空载工作波形Fig.8 Operation waveforms on no load condition

4.4 变换器的效率

图9所示为满载条件下变换器工作效率随输入电压的变化曲线图，变换器最高效率为 94.3%，可以实现较高效的工作状态。

图9 变换器满载效率曲线Fig.9 The efficiency curve

5 结论

研究了一种基于电流源半桥变换器的光伏直流模块。在分析变换器工作原理的基础上，阐述了电流源半桥变换器在控制上存在的主要问题，并提出了一套控制方案旨在保证变换器全工作范围内的可靠工作，并最终通过实验对所设计控制方案进行了验证。实验结果表明，电流源半桥变换器在高升压比工作时能够实现高的效率；所设计的控制方案满足电流源半桥变换器作为光伏直流模块的功率及电压控制要求，同时还能兼顾电流源半桥变换器对占空比控制的特殊要求，可靠实现其起动及轻载工作。

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