一种基于超级电容器组串并联切换的储能系统

任桂周 常思勤

（1.烟台大学机电汽车工程学院山东省高校先进制造与控制技术重点实验室 烟台 264005 2.南京理工大学机械工程学院 南京 210094）

1 引言

内燃-直线发电集成动力系统（Internal Combustion-Linear Generator Integrated Power System，ICLGIPS）主要由四冲程自由活塞式内燃机、永磁直线发电机（Linear Electric Generator，LEG）、储能系统、电控单元等构成的新型动力装置[1,2]。LEG的动子与构成四冲程自由活塞式内燃机燃烧室的自由活塞直接相连，运行时作往复直线运动。燃料的化学能通过燃烧膨胀做功，由活塞直接连接LEG输出电能至负载或储能系统，也可在需要时输入电能驱动活塞运动，并通过调节电磁力控制活塞的运动规律。与传统内燃机的热力循环相似，但取消了曲柄连杆机构，简化了结构，消除或减小曲轴不平衡旋转质量所产生的离心惯性力、连杆运动所产生的惯性力、曲柄连杆机构产生的活塞径向力等导致的摩擦损失。通过控制活塞运动规律优化内燃机热力循环，实现了发动机的低压缩比与高膨胀比运行，提高了内燃机的指示效率；作为混合动力车辆动力装置工作时，其运行工况与负载无关并可保持在稳定的内燃机经济性最优的工作区域。该新型动力装置可用于电动混合动力汽车取代传统内燃机，实现清洁高效利用能源，储能系统是其重要的组成部分，需要完成在短时间、大电流、感应电动势大范围变化条件下的储能及电能的高效、双向流动。ICLGIPS为典型的电机双向运行的系统，LEG需要在短时间内进行电动模式和发电模式的切换，对应储能系统在两个方向上提供能量模式和回馈能量模式的交替运行，对能量流的有效控制提出了更高的要求。

选择高电压供电电源通过功率变换模块降压为电机供电是常规方法[3,4]，如图1a所示，这种方法供电电源体积大，成本高；电机本身损耗较大；当系统电压变化范围较大时，使得效率降低或不能实现能量回馈。第二代丰田 Prius混合动力汽车 THSⅡ相比第一代THS采用了高电压可变供电系统[5-8]，如图1b所示，在不改变THS的电源电压DC 274V的基础上，在电源与电机之间增加了直流升压变换模块，系统电压可以达到DC 500V，相比高电压供电电源，减小了体积，节约了成本，且系统电压和电源电压可以独立变化，随不同车辆的动力需要而改变。相比常规方法，效率得到了提高，但其系统工作电压与电源电压的变压比小，使得电机速度调节的范围小，可实现能量回馈的速度范围小。针对ICLGIPS的工作要求和能量流需要，本文提出了一种新型储能系统[9]，该储能系统采用新颖的超级电容器组串并联切换技术实现了电源电压分级供电，结合优化设计的BDPC，实现了电压大范围变化条件下的BDPC的电压比被控制在理想的2以内[10,11]，更利于BDPC的控制和其变换效率的提高，增大了可变电压变换范围，大大增加了电机的调速范围，从而更有利于LEG的控制和能量的回馈。

图1 功率双向流动的电机能量系统Fig.1 Bi-directional power flow of motor energy system

2 新型储能系统

新型储能系统如图2所示。图中，VT1、VT2、VT3、VT0为 IGBT 开关管；VD1、VD2、VD3、VD0为对应IGBT开关管的反并联二极管；S为开关管；i1为超级电容器组输出电流；i2为 BDPC输出电流与电容C2输入电流的电流和；i0为BDPC输出电流；iM为 LEG电枢电流；U1为超级电容器组端电压；Ubus为母线电压；UAB为LEG平均端电压。系统可划分为三大部分，即串并联切换的超级电容器组，优化设计的BDPC和H桥电压逆变器。选择两组初始状态相同的超级电容器模块和三个开关，BDPC实现超级电容器组和 LEG之间能量在两个方向的变换和传输[12,13]，通过H桥电压逆变器的换向和续流功能，使得LEG在两个方向上运动并保持电流连续。

图2 新型储能系统Fig.2 Proposed novel ESS

2.1 超级电容器组串并联实时切换

ICLGIPS在毫秒级时间内要求电源提供和回收能量，超级电容器的应用可以使得最大程度地发挥其优势。超级电容器组串并联切换技术是一种新颖的技术，日本的Eimei Takahara把该技术应用到纯电动汽车的电机驱动系统中[14]，使用了四组超级电容器模块和三个开关，可实现两个模式的切换，并进行了实验，结果表明该技术使得系统的能量效率和工作可靠性得到较大提高，超级电容器组只在回馈制动能量和提供加速能量时工作，四组模块的电压值和容量不相同，在串并联切换工作时会造成模块间能量的不平衡。文献[10]中为了使超级电容器组与通过功率变换器并联的电池之间能量传递效率更高，采用三个开关管和两组超级电容器模块，实现了超级电容器组串并联切换技术，其目的是作为辅助能量缓冲器，满足电池与超级电容器能量流平衡关系，工作要求较低。本文根据LEG的工作要求，电源选择两个初始状态相同的超级电容器组，每组额定工作电压值为60V，设计了超级电容器组的串并联切换方案，使用了三个开关，在系统运行过程中，可实现60V和120V两个电压值输出模式的实时切换，超级电容器组的串并联切换连接如图2所示。实现了把大范围变化的电压划分成几个小范围变化的段，每个小范围的电压段对应一个超级电容器组输出电压值，利用超级电容器串并联切换技术缩小了功率变换器的电压变换范围。在升压（Boost）和降压（Buck）工作模态下，BDPC两端的变压比不大于2，满足BDPC设计的要求。超级电容器组的串并联切换方式控制如下。

2.1.1 DC 120V输出模式

当LEG电动运行，且需要的端电压变化范围为120～240V 时，VT1、VT2断开，VT3导通，UC1、UC2串联向LEG供电，如图3a所示，超级电容器组输出端电压为120V。

当LEG发电运行，且产生的反电动势大于120V时，VT1、VT2、VT3断开，UC1、UC2串联回收 LEG产生的能量，如图13b所示，超级电容器组输出端电压为120V。

2.1.2 DC 60V输出模式

当LEG电动运行，且需要的端电压变化范围为60～120V 时，VT1、VT2、VT3断开，UC1、UC2并联向LEG供电，如图3c所示，超级电容器组输出端电压为60V。

当LEG发电运行，且产生的反电动势变化范围为60～120V时，VT1、VT2导通，VT3断开，UC1、UC2并联回收 LEG产生的能量，如图3d所示，超级电容器组输出端电压为60V。

图3 串并联切换的超级电容器组输出端电压Fig.3 UC banks output voltage with serial-parallel switchover

本文设计的用于ICLGIPS储能系统的超级电容器组串并联切换方案，使得两组超级电容器可同时充、放电，实现了超级电容器组之间能量的平衡流动，且一个周期内充、放电时间短，流动的能量小，几乎不会引起超级电容器组输出端电压的波动，在实际工作中，运行安全可靠，能量转换效率高。

基于图2标出的各变量进行分析，对于串并联实时切换的超级电容器组，设每个超级电容器组额定工作电压值为 UC，由三个开关控制其输出电压值，得到开关变量组合与输出的关系。

放电状态，超级电容器组状态模型为

式中 VT1=1表示开关管闭合，VT1=0表示开关管断开；VT2和 VT3开关状态的表达方式与VT1同，这里省略；R为等效负载。

充电状态，超级电容器组状态模型为

2.2 优化设计的BDPC和H桥电压逆变器

在一个周期内，LEG交替工作于电动模式和发电模式，BDPC实现电源和LEG之间能量在两个方向的变换和传输，两个方向的工作模态共用一个电感，设升压模态需要的电感值为Lboost，降压模态需要的电感值为Lbuck，则非隔离型BDPC的电感设计值 Lmin为

为保证BDPC的电感磁心在正常工作的任何时刻都不会饱和，选取在两种工作模态下最大的峰值电流作为最大饱和电流值ILP，即

式中 Iboost_LP——升压模态的峰值电流；

Ibuck_LP——降压模态的峰值电流。

根据非隔离型BDPC的电感值设计方法，有

式中 f——开关频率；

ΔIL——电感电流波动值；

Uo——对应模态输出端电压；

Io——对应模态输出电流；

D1——开关管VT1的占空比；

D2——开关管VT2的占空比。

且有

经计算，在两个方向上经过BDPC电感的峰值电流关系为

由式（7）知，当LEG工作在发电模式向超级电容器组回馈能量时，由于BDPC的变流作用，超级电容器组的充电电流较大，使得BDPC的电感体积较大，对传统型功率变换器拓扑结构进行了优化设计[15]，如图2所示。BDPC运行于Boost模态时，开关管VT2和VD1工作，S断开，与传统BDPC工作方式相同；当BDPC运行于 Buck模态时，开关管VT1和VD2工作，S闭合，L和VD0被短路，屏蔽掉了降压滤波电感。该优化设计的主要特点是，按照升压模态参数设计电感，当BDPC运行于大功率降压模态向超级电容器组回馈能量时，使用脉宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）高频斩波控制，去掉滤波电感后的 PWM波送入超级电容器组时，容量较大的超级电容器组对 PWM波进行了有效的滤波，从而变成平滑电压波，对输出量实现了平滑控制。该优化设计有效地减小了功率变换器的体积和成本，提高了功率变换的效率。

BDPC中的开关元件将非线性特性引入了变换器，在不改变电路结构的基础上，直接对开关元件电压和电流变量在一个开关周期内求平均，建立平均等效模型，得到BDPC开关平均模型为

当BDPC工作于降压模态时有

当BDPC工作于升压模态时有

电动状态时输入电压为超级电容器组的输出端电压，输出电压为系统母线电压；发电状态时输入电压为系统母线电压，输出电压为超级电容器组的充电电压，通过控制BDPC调节系统母线电压和超级电容器组充电电压的大小。

通过控制 H桥电压逆变器调节 LEG电枢电流的大小和方向。设H桥电压逆变器的一对桥臂的占空比为DH，采用双极性PWM控制，在一个周期内的LEG平均端电压为

设LEG电感为LM，内阻为rM，反电动势为E，电枢电流为iM，对于LEG有

3 能量流控制策略

为精确控制系统的能量高效流动，在储能系统硬件结构设计的基础上，提出了一个工作循环内系统实现四种模式运行的能量流控制策略，四种模式为：正向降压提供能量、正向升压提供能量、反向降压回馈能量和反向升压回馈能量。

LEG正向电动运行，且当产生的反电动势小于超级电容器组输出端电压时，不需控制 BDPC，通过控制H桥电压逆变器的两对开关管的导通时间比例调节LEG需要的端电压；当反电动势大于超级电容器组输出端电压时，BDPC工作于升压模态，把超级电容器组输出端电压升到设置的系统母线电压，通过H桥电压逆变器的换向和续流功能，使得LEG在两个方向上运动并保持电流连续。

LEG反向发电运行，且当反电动势低于超级电容器组输出端电压时，利用LEG自身电感作为升压电感，通过控制H桥电压逆变器和BDPC实现升压，向超级电容器组回馈能量；当反电动势大于超级电容器组输出端电压时，BDPC工作于降压模态，把反电动势降压到超级电容器组输出端电压，实现能量回馈，通过控制 H桥电压逆变器实现 LEG电枢电流的调节和换向。

ICLGIPS能量流原理图如图4所示，选用TMS320F2812DSP为能量控制单元，根据系统的工作要求和能量流要求，四种工作模式通过能量流控制算法由控制单元实现，按照设定的控制策略，由DSP的数字控制器计算并处理输入信号，输出相应的控制信号给BDPC和H桥电压逆变器，实现对输出目标值的精确控制。在工作过程中，控制单元实时监测过电压、过电流和过温信号，一旦发生危险，立即中断系统的运行并发出报警信号。

图4 内燃-直线发电集成动力系统能量流原理图Fig.4 Principle of ICLGIPS energy train flow

4 仿真研究与实验验证

在 Matlab/Simulink环境中对新型储能系统进行了仿真研究，验证系统设计和控制策略的有效性，LEG电枢电流属于频繁升降的场合，选用微分先行比例积分微分（Proportional-Integral-Derivative，PID）数字控制算法进行调节，只对输出电流进行微分，在改变给定参考值时，输出电流不会立即改变，避免或大大减小了超调量。直流母线电压采用增量式PID数字控制算法进行控制，根据制定的能量控制策略分别对BDPC和H桥电压逆变器进行控制，使得满足系统能量流的要求。

LEG电枢电流跟踪如图5所示，进气冲程时根据需要电磁力的大小，设置电流值为40A，当进气冲程快结束时，LEG做减速运动，不需要电磁力，设置电流值为 0。进入压缩冲程时，由于底座弹簧力的作用，LEG做反向加速运动，此时不需要电磁力调节，电流值仍为 0，当加速到一定程度，弹簧力比较小时，设置电流值为-33A，负值表示已经换向，做减速运动直到该冲程结束。进入做功冲程，活塞膨胀做功使得LEG动子运动发出功率，产生的反电动势较大，此时控制电流值为-60A，该冲程电流为制动电流，限制动子的运动速率变化，在排气冲程发出功率相对较小，设置制动电流值为21A，该工况电流值的设置使得 LEG动子的运动满足系统要求，仿真结果表明控制电流能够较好地跟踪给定参考值。

图5 LEG电枢电流跟踪曲线Fig.5 The tracking curve of LEG current

超级电容器组随 LEG端电压的变化串并联实时切换输出端电压如图6所示，分别对应LEG一个循环中四个冲程，前两个冲程为进气冲程和压缩冲程，超级电容器组放电提供能量给LEG电动运行，后两个冲程为做功冲程和排气冲程，LEG发电运行，产生的能量经过BDPC向超级电容器组回馈，电动模式的端电压和发电模式的反电动势方向不同，图中电压为换向后的电压。由仿真结果得到系统能量流效率可达 93.5%，较好地满足了系统的效率要求。

图6 超级电容器组输出端电压随LEG端电压的切换图Fig.6 Switchover diagram of UC banks output voltage with LEG voltage changing

为验证本文提出的能量控制方案的有效性，在实验室完成了基于 TMS320F2812DSP的部分验证性实验。试制了功率为250W的BDPC原理样机，样机的主要参数如下：输入电压范围为：0～15V；输出电压范围为：0～25V；滤波电感168μH/50V；滤波电容2200μF/50V。由两个超级电容器模块和三个功率开关管组成可串并联切换的超级电容器组，每个超级电容器模块有两支型号为 BCAP0650_P270的超级电容器单体串联组成。两个超级电容器模块并联时输出端电压为 5V，串联时输出端电压为10V；H桥电压逆变器由四个功率开关管组成，实验系统中的功率开关管均为IRF540N。由于本验证性实验不需要换向的连续性和瞬时响应，开关S用继电器896H—1CH—C代替，实验电流波形数据由电流传感器 SMI±10DCE采集，电压波形数据由电压传感器SMIV50DCE采集。对某小型永磁直流电机两个方向运行模式分别进行原理性验证实验，模拟ICLGIPS中LEG电枢电流输出工况，永磁直流电机额定电压 24V，额定功率 250W，额定转速1500r/min。永磁直流电机负载为制动惯量圆盘，其质量为6.94kg。由于超级电容器模块不足以提供永磁直流电机起动及运行的能量，当永磁直流电机电动运行时，由电源与超级电容器并联升压向永磁直流电机提供能量，当永磁直流电机发电运行时，只向超级电容器中回馈能量。

根据前面分析的能量流控制策略进行实验研究，降压提供能量模式和升压回馈能量模式，与常规方法相同，本实验验证升压提供能量模式和降压回馈能量模式，在实验中超级电容器的串并联切换信号来自于定时时间，如在升压提供能量模式中，初始的 0～5ms时间段内为并联，在 t=5ms时，控制器给出切换信号，控制功率开关管使超级电容器变为串联，在t=15ms时，控制器再次给出切换信号，控制功率开关管使超级电容器变为并联。在降压回馈能量模式中，控制功率开关管使超级电容器一直为并联状态。

升压提供能量模式的超级电容器组输出端电压与母线电压变化曲线如图7所示，控制小功率BDPC的升压比为2，使得输出电压为输入电压的 2倍。永磁直流电机电流跟踪如图8所示，电流脉动如图9所示，由图知，当永磁直流电机供电电压变化时，通过控制H桥电压逆变器调节永磁直流电机电流几乎不受影响，可以实现永磁直流电机供电电压与电流的相互独立控制。升压提供能量模式的效率曲线如图10所示，可达86.5%。

图7 升压提供能量模式的超级电容器输出端电压与母线电压变化曲线Fig.7 The curves of UC banks output voltage and bus voltage in forward-boost provide energy mode

图8 升压提供能量模式的永磁直流电机电流跟踪曲线Fig.8 The tracking curve of LEG current in forward-boost provide energy mode

图9 升压提供能量模式的永磁直流电机电流脉动曲线Fig.9 The curve of LEG current ripple in forward-boost provide energy mode

图10 升压提供能量模式的效率曲线Fig.10 The curve of efficiency in forward-boost provide energy mode

降压回馈能量模式的超级电容器输出端电压如图11所示，超级电容器为并联回馈能量，由于时间较短，回馈能量较少，超级电容器的电压波动较小，永磁直流电机电流跟踪如图12所示，电流脉动如图13所示。降压回馈能量模式的效率曲线如图14所示，可达87.7%。

实验结果表明，由于超级电容器释放能量和回馈能量的瞬时响应特性，且对控制参数进行合理地设置，被控电流几乎没有超调和偏差，能够较好地跟踪参考电流值。因小功率实验中的损耗功率与输出功率的比值相对于大输出功率时较大，工作效率相对较低。

图11 降压回馈能量模式的超级电容器组输出端电压与母线电压变化曲线Fig.11 The curves of UC banks output voltage in reverse-buck recovery energy mode

图12 降压回馈能量模式的永磁直流电机电流跟踪曲线Fig.12 The tracking curve of LEG current in reverse-buck recovery energy mode

图13 降压回馈能量模式的永磁直流电机电流脉动曲线Fig.13 The curve of LEG current ripple in reverse-buck recovery energy mode

图14 降压回馈能量模式的效率曲线Fig.14 The curve of efficiency in reverse-buck recovery energy mode

5 结论

本文研究设计的应用于ICLGIPS的储能系统及其控制方案具有以下优点：

（1）可实现双向升、降压变换四种运行模式，满足电能量双向流动的系统中高效率的能量变换和存储要求，且可实现大范围电压的变换。

（2）实现了低电压值等级电源供电的可变电压系统的设计，减小了电源体积，节约了成本，根据系统电压变化范围设计电源可变等级，且电源电压和系统电压可以独立变化，使得在一定范围内系统电压可随不同动力装置的需要而改变。

（3）优化设计的BDPC解决了功率变换器中电感体积大、成本高、损耗大的问题，特别适合大功率流向瞬时功率缓冲器回馈能量的场合。

（4）利用超级电容器组串并联切换技术实现了宽电压变换范围条件下功率变换器的电压比始终被控制在2以内，更有利于变换器的控制和效率的提高。

（5）提出的能量流控制策略大大增加了电机的调速范围和可实现能量回馈的速度范围，从而提高了能量回馈效率。

仿真结果和部分实验结果验证了储能系统设计的正确性和控制策略的有效性，具有比较好的实用价值和应用前景。

[1] 常思勤,徐照平.内燃-直线发电集成动力系统: 中国,10019410.0[P].2008-07-30.

[2] 常思勤,徐照平.内燃-直线发电集成动力系统概念设计[J].南京理工大学学报(自然科学版),2008,32(4): 449-452.Chang Siqin,Xu Zhaoping.Conceptual design of internal combustion-linear generator integrated power system[J].Journal of Nanjing University of Science and Technology(Natural Science),2008,32(4):449-452.

[3] 程伟,徐国卿,王晓东.电动汽车用永磁无刷电机回馈制动技术研究[J].电气传动,2005,35(11):15-17.Cheng Wei,Xu Guoqing,Wang Xiaodong.Study on regenerative braking technology of brushless DC motor for electric vehicles[J].Electric Drive,2005,35(11): 15-17.

[4] Ke Y L,Chuang Y C,Chuang H S.Energy recovery electric bicycle with two-quadrant DC motor drivers[C].Proceedings of IEEE Conference on Industry Applications Society Annual Meeting,Houston,Texas,USA: Wholesale W Electric,2009:1-7.

[5] 张毅,杨林,李立明.电动汽车无刷直流电动机的回馈制动控制[J].上海交通大学学报,2005,39(9):1457-1460.Zhang Yi,Yang Lin,Li Liming.The regenerative braking control of DC brushless motor for electric vehicle[J].Journal of Shanghai Jiaotong University,2005,39(9): 1457-1460.

[6] Munehiro K.Development of traction drive motors for the toyota hybrid system[J].Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan,2006,26(9):473-479.

[7] Jeanneret B,Trigui R,Badin F,et al.New hybrid concept simulation tools,evaluation on the Toyota Prius car[C].The 16th International Electric Vehicle Symposium,Beijing,China,1999: 1-11.

[8] Staunton R H,Ayers C W,Marlino L D.Evaluation of 2004 Toyota Prius hybrid electric drive system[R].USA: Osk Ridge National Laboratory,2006.

[9] 任桂周,常思勤.一种电能双向流动的储能系统及其控制方法: 中国,201010508339.4[P].2013-01-23.

[10] Hiroshi N,Ioannou P A.Development of a regenerative braking system using UC for EV[J].Journal of Asian Electric Vehicles,2003,1(2):429-432.

[11] Chinnaiyan V K,Jerome J,Karpagam J,et al.Design and implementation of high power DC-DC converter and speed control of dc motor using TMS320F240DSP[C].Proceedings of India International Conference on Power Electronics,Chennai,India:Numeric Power Systems Ltd,2006: 388-392.

[12] 廖志凌,阮新波.一种独立光伏发电系统双向变换器的控制策略[J].电工技术学报,2008,23(1):97-103.Liao Zhiling,Ruan Xinbo.Control strategy for bi-directional DC/DC converter of a novel standalone photovoltaic power system[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2008,23(1): 97-103.

[13] 刘海波,毛承雄,陆继明.电子电力变压器储能系统及其最优控制[J].电工技术学报,2010,25(3):54-60.Liu Haibo,Mao Chengxiong,Lu Jiming.Energy storage system of electronic power transformer and its optimal control[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2010,25(3): 54-60.

[14] Takahara E,Sato H,Yamada J.Series and parallel connections change over system for electric double layer capacitors(EDLCs) to electric vehicle energy saving[C].Proceedings of Power Conversion Conference,Osaka,Japan,2002: 577-581.

[15] 任桂周,常思勤.内燃-直线发电集成动力系统双向DC/DC功率变换器优化设计[J].电力系统保护与控制,2011,39(6): 105-111.Ren Guizhou,Chang Siqin.Optimization design of bi-directional DC/DC power converter of internal combustion-linear generator integrated power system[J].Power System Protection and Control,2011,39(6): 105-111.