三维感应测井仪D类谐振功率放大器设计

龙文迪, 管国云, 聂在平, 李雷

(电子科技大学电子工程学院, 四川 成都 610054)

0 引 言

传统感应测井仪器只在与井轴平行的方向布置线圈,只能测量地层水平方向的电阻率。三维感应测井仪器在X、Y、Z方向上分别放置发射-接收线圈对,可以同时测得多个方向的电阻率[1],获得更多的地层信息,描述各向异性油藏的电各向异性特性是其他测井仪器无法比拟的[2-3]。

在低电导率地层中,三维感应测井激励信号在接收线圈中的感应信号量级为10-7～10-8V。为了获得较高信噪比的接收信号,需要增大发射电流,以增加测量信号的幅度,从而提高感应信号的信噪比[4]。传统三维感应测井仪器多采用AB类功率放大器,静态功耗较大,难以实现高效率功率输出[5];测井仪器在几千米的地层下工作,周围温度高达150 ℃,需设计复杂的负载保护、限流、补偿等电路,还要加一定面积的散热片,电路结构复杂,PCB板面积很大,系统可靠性较低。

采用开关方式工作的D类放大器理论上没有静态电流,具有高效率低功耗的特点,但线性度不如传统功率放大器[6]。本文通过对现有三维感应测井仪的分析,设计了一种D类功率放大器,用并联谐振回路滤波,获得较高质量的信号波形。在持续高温工作时,MOS管漏电流增大,变压器和器件参数出现漂移,导致温度升高,电流增大。这对于后续的数据处理和反演具有极大影响。本文的设计采用PWM调节D类功放的有效端电压,从而实现稳定电流的输出。

1 系统方案设计

实际三维感应测井仪器在3个正交方向上依次顺序发射15 kHz和30 kHz信号,要求发射电流为1 A。数据处理模块采用数字相敏检波(DPSD)技术,DPSD利用与发射信号同频率零相位的正交参考信号分别乘以检测信号,求得信号的实部和虚部[7-8],据此可以得出电流的峰峰值,判断电流大小,调整PWM的占空比。

发射电路系统组成及特点:①使用FPGA产生15 kHz和30 kHz的发射信号,信号波形精度高、稳定性好;②使用D类放大器进行功率放大;③FPGA产生固定频率为90 kHz的PWM信号,PWM信号调整功放电路的供给电压,稳定发射电流;④采用并联谐振实现选频;⑤取样电流经过DPSD处理后,调制PWM的占空比,从而调整D类放大器电压,稳定输出电流。系统框图如图1所示。

图1 发射电路系统框图

2 单元电路设计与分析

2.1 D类谐振功率放大器

图2为实际设计的D类谐振功率放大器原理图。T1为变压器,VCC为放大器的端电压。激励信号是由FPGA产生的方波信号,通过MOS管驱动芯片产生幅值足够大使MOS管导通的电压。其中V1和V2是2个幅度值足够大且频率稳定的反向方波信号。当V1为正半周时,V2为负半周,T1管导通,T2管截止,电流方向为i1;当V1为负半周时,V2为正半周,T2管导通,T1管截止,电流方向为i2。因此,通过变压器的电流是由i1和i2组成的周期信号ic,这个电流是由通过上下两管的电流合成的。用傅里叶级数可将电流周期信号分解为平均分量、基次谐波幅度和多次谐波幅度之和[9]。即

ic=ic0+ic1mcoswt+ic2mcos 2wt+ic3mcos 3wt+…

(1)

式中,ic0为平均分量;ic1m为基次谐波幅度;ic2m,ic3m…为高次谐波幅度。

图2 D类谐振功率放大器原理图

并联谐振如图2中右边所示,T2为取样变压器,从回路中取出一定的电流,电阻R1上的电压作为PWM调控D类放大器的参考值。变压器T2的初级匝数只有2匝,在并联回路中可以忽略不计。L1为发射线圈,具有高感抗、低回路电阻的特点。这里,L1用L2和R2的串联等效电路表示,R2为它的损耗电阻。当发射信号时,控制S1闭合,电容组C1与发射线圈谐振在30 kHz,控制S1和S2闭合,电容组C1和C2与发射线圈在15 kHz发生谐振。当发生谐振时,基波分量呈现的阻抗最大,且为纯电阻Re,称为谐振电阻。如果发射线圈的品质因数Q很高,远大于1时,由串并联转换公式得其近似值为

Re=Q2R2

(2)

IL1=Qic1m

(3)

谐振回路对其他谐波分量呈现的电阻都小,这样就可近似认为回路上只有基波分量产生的电压。Q值越大,谐振电阻越大,选频性能越好,谐波失真率越小;同时谐振电阻变大,T1初级线圈的等效电阻变大,要获得同样大小的输出电流,必须增加端电压VCC的值。所以,必须在选频性能和端电压上作出妥协。Q的大小由谐振频率、发射线圈电感量和发射线圈损耗电阻组成。谐振频率一定,发射线圈的参数依赖于三维感应线圈系的设计,线圈感抗值越大,损耗越小,则Q值越大。实际中使用的发射线圈Q值范围为8～20,端电压为7～25 V,实际仪器中端电压最大可达到50 V。端电压VCC调制到合适的大小,则可以稳定发射1 A的电流。

2.2 PWM方法与实现

脉冲宽度调制(PWM)是通过调节占空比调节电压[10];通过音频信号与基准信号比较产生PWM的占空比调节输出。对于实际的三维感应测井仪器,采用PWM的方式调节D类放大器端电压VCC的有效值(见图3)。

图3 脉冲宽度调制

电源板提供50 V的直流电压,经过隔离变压器、四阶低通滤波器减小纹波和干扰,最后产生稳定的50 V电压V0。当PWM信号为高电平时,MOS管导通,电感L存储能量,二极管承受反向电压而截止;当PWM信号为低电平,MOS管截止,电感L释放能量,其感应电动势使二极管导通。VCC有效电压值q×50 V,其中q为PWM的占空比。由于电路不要求端电压为一个稳定的电压值,改变其有效值,以调整基波分量的大小。图3中只用一个高感抗的电感存储能量,没有使用复杂的滤波网络,减少了其他大电容和电感的使用。

PWM占空比的控制是用取样变压器T2(见图2)从并联回路中取出一定的电压,经过DPSD处理后,换算出发射电流的大小,然后控制FPGA调整占空比。采用这种全数字的调节方式,可以避免高温影响,提高系统的稳定性。

3 实验结果与分析

用Agilent 4294A精密阻抗分析仪测量X方向发射线圈的参数,在2个频率点上分别匹配并联谐振电容,电容值要足够精确(见表1)。

表1 发射线圈参数

调试好DPSD算法以及发射模块单元电路和其他电路模块相互之间的通讯,在常温和150 ℃高温分别工作1 h后,测得工作参数见表2、表3。

表2 工作频率15 kHz

实验结果表明,发射频率为15 kHz和30 kHz,高温下,该发射系统通过PWM调节D类放大器端电压,可以稳定地驱动1 A的发射电流。在高温下,由于MOS管漏电流增大、耦合变压器的损耗等影响,发射效率降低。

表3 工作频率30 kHz

4 总 结

(1) 采用D类功率放大器可提高功放效率,减小功耗,解决传统功放效率低的问题。

(2) 使用并联谐振网络实现选频作用。设计PWM调制D类功放的端电压,有效解决电路随温度升高而漂移的问题。

(3) 该电路在高温下可稳定驱动1 A的电流,信号波形稳定,满足三维感应仪器的实际需求。

参考文献:

[1] 党瑞荣, 王洪淼. 三分量感应测井仪及其对各向异性地层的识别 [J]. 地球物理学进展, 2006, 21(4): 1238-1243.

[2] 原宏壮, 陆大卫. 测井技术新进展综述 [J]. 地球物理学进展, 2005, 20(3): 786-795.

[3] Stephen Prenskky. Recent Developments in Logging Technology [J]. Petrophysics, 2002, 43(3): 197-216.

[4] 张海飞. 三维感应测井激励信号源系统研究 [D]. 西安: 西安石油大学, 2010.

[5] 赵娜, 管国云, 聂在平, 等. 低功耗三分量感应测井仪发射电路设计 [J]. 大庆石油学院学报, 2011, 35(1): 81-84.

[6] Marco Berkhout, LutsenDooper. Class-D Audio Amplifiers in Mobile Applications [C]∥ IEEE Transacations on Circuits and Systems, 2010, 57(5): 992-1002.

[7] 刘升虎, 邢亚梅. DPSD技术在随钻电阻率测井中的应用 [J]. 测井技术, 2008, 32(1): 69-71.

[8] 李科, 鲁保平, 张家田. 数字相敏检波器在测井仪器中的应用研究 [J]. 石油仪器, 2011(1): 35-38.

[9] Shoab Ahmed Khan. Digital Design of Signal Processing Systems: A Practical Approach [M]. United Kingdom: John Wiley&Sons, 2011.

[10] Alert M Wu, Xiao J W, et al. Digital PWM Control: Application in Voltage Regulation Modules [C]∥ IEEE Power Electronics Special Conf Rec, 1999(1): 77-83.