高精度数字跟踪式压电陶瓷驱动电源设计*

滕旭东 ，章 东 ，梁晓锋

(1．上海工程技术大学 电子电气工程学院，上海 201600；2．南京大学 物理学院声学所，江苏 南京 210093；3．西安睿创电子科技有限公司，陕西 西安 710075)

近年来，新型高压大电流集成放大器广泛使用于压电陶瓷驱动电源的设计中，然而压电元件表现出的电容性和功率运放较高的输入失调电压（几十毫伏），使得压电陶瓷电源控制存在精度不高、稳定性较差以及非线性失真等缺点。而且模拟信号发生器的频率分辨率低且跟踪迟滞[1]，也降低了压电陶瓷的动态响应速度。因此设计一种高精度、稳定性好的数控压电陶瓷电源是实现微位移控制、非线性检测以及微机电系统转换的关键[2]。

1 压电陶瓷驱动电源

压电陶瓷驱动电源由自适应数字信号发生器、D/A转换、复合放大器、高压直流电源、相位补偿和保护电路等组成，如图1所示。其中复合式放大器优化了前级输入结构，采用高精度低漂移的低压运放与高压集成功率运算放大器级联，在高电压大电流驱动压电负载的同时，实现较高的线性控制精度和动态响应特性。

1.1 数字信号发生器

压电陶瓷元件工作频率受温度、负载和接触面的影响较大，因此信号发生器应具备频率跟踪功能，以实时调节工作频率。图2所示为一种数字式自适应信号发生器的原理框图[1]。其工作过程为：从取样电阻Rs处得到与输出电流成正比的电压信号Smp，该采样信号与循环计数器经D/A产生的锯齿波比较，得到一个脉冲信号，脉冲后沿将此循环计数值存放至锁存器组，该值即为此时刻模拟采样信号对应的数字量。循环计数器每隔128个周波，更新一次数字量，相邻时刻的两个数字量送入极值比较器，则可判断电流变大（1）或减少（0），比较结果(1或 0)通过 D触发器来调整频率控制计数器方向，确定频率控制字的增减，自适应地实时调整频率。调整后的频率控制字查找波形数据表，输出12位数字量经D/A转换产生正弦波、方波和其他波形信号。该信号发生器由全数字硬件电路实现，分辨率高，工作频率稳定且无温度漂移现象。

1.2 复合放大器

PA04是Cirrus Logic公司生产的一种高电压MOSFET功率运算放大器，工作电压高达200 V，峰值输出电流为20 A，转换率为50 V/μs，最大输入失调电压可达10 mV，因输入特性不能满足分辨率为10 mV以下的高精度压电驱动电源的要求，所以需配合其他器件使用。OP07是一种低噪声、高精度的单片运算放大器，转换率为0.17 V/μs，输入级可提供75μV的高精度输入失调电压和漂移，能高增益地放大微弱信号，而不需要偏置和调零，这种特性使得OP07适合作前级放大器来控制精度和漂移。故本设计的复合放大器由高压放大器PA04和低漂移高精度OP07运放级联组成[2-3]，形成一个具有反馈的复合式放大器，其中OP07是主放大器，而PA04用作升压放大器，实现高精度和低漂移的高电压电源的驱动，如图3所示。

两个串联的高压开关DC电源为PA04提供±100 V直流电压，OP07电源采用±15 V供电。为提高噪声抑制能力，在复合放大器电源两端分别并联0.1μF电容去耦。复合结构放大器开环增益AOL等于OP07开环增益和PA04的闭环放大倍数之和，复合放大器小信号交流增益1/β由高精密电阻反馈电阻 RFC和输入电阻RIC之比确定。

本设计要求输入电压Vin为±5 V，输出电压Vout为±80 V，工作频率为4 kHz，压电陶瓷负载等效电容CL为1μF，输出阻抗为3Ω，则复合放大器参数计算如下：

最大转换率：SR=2πfVpk=2π×4k×80×10-6=2 V/μs

放大倍数：24 dB

本设计取 RFC为 340 kΩ，RF为 340 kΩ，RI为 34 kΩ，RIC为 21 kΩ。

1.3 相位补偿设计

如图4所示，复合放大器的开环增益与小信号交流增益1/β在闭合频率fcl处交汇，该处环路增益Aβ为0 dB。当复合放大器驱动容性压电负载时[3]，放大器的输出阻抗Z0和容性负载CL会在开环增益AOL的高频段增加一个极点fp2=1/Z0CL，修正开环增益曲线为AOL/C，图4中在 fcl(标注为 )处闭合斜率差变为 40 dB/dec，大于 20 dB/dec，相移接近 180°，处于临界稳定状态，很可能产生振荡而损坏放大器，故对复合放大器进行相位补偿设计。

1.3.1 零点补偿

复合放大器的零点补偿包括升压放大器PA04和复合结构的补偿。为确保容性负载时PA04升压放大器工作稳定，对PA04的反馈电阻RF和并联电容CF进行零点补偿[3-4]。 本设计取 CF为 2 pF，放大器相位裕度大于45°；复合结构反馈电阻RFC并联反馈电容CFC，形成零点补偿电路。该补偿结构使1/β曲线在 fp5=1/2πRFCCFC处以20 dB/dec速度下插，与AOL/C曲线相交得到40 dB/dec，但仍然大于20 dB/dec,故复合放大器不稳定，需要噪声增益补偿。

1.3.2 噪声增益补偿

复合放大器的输入端接Rn和Cn串联支路，组成噪声增益相位补偿网络，在fp=1/2πRnCn处1/β曲线提高到20lg(RFC/Rn)dB与AOL/C线相交，闭合斜率差为20 dB/dec，如图5所示，放大器工作稳定。本设计中取Rn为3.4 kΩ，Cn为3 nF，为扩大相位裕度和闭环带宽，零点补偿电容CFC取20 pF。

1.4 保护电路设计

电流限制电路在PA04的输出级，能以亚微秒级速度将输出级电流减少到设定值，电路保护原理如图6所示[5]，电流流过输出晶体管Q1，并通过采样电阻Rcl转换成电压。当这个电压超过限流晶体管Q2的Vbe电压时，前级的驱动电流被传到输出上而关断Q1，从而保护了高压放大器，外接限流电阻 Rcl，且有 Icl=0.65/Rcl，Icl是限制电流值。 本设计取 Rcl为0.33Ω，最大限流 2 A。

放大器OP07输入端用两对IN4148二极管反接提供差模和共模保护,防止来自 CFC的瞬态过压。OP07输出端使用快速恢复二极管MUR160对瞬态过压进行保护，阻止来自CF的瞬态过压通过PA04将OP07损坏；高压放大器PA04输出端可增加一对快恢复二极管UF4004，反向恢复时间应小于100 ns，防止压电负载由于机械压力产生的电压对放大器的冲击，将尖峰电压送回电源。

1.5 散热性设计

压电陶瓷驱动电源的散热设计主要考虑复合放大器的功耗，因压电负载呈纯容性,功率因数很低,电源输出功率几乎全部消耗在放大器上，因此要选择合适的散热方式保证壳温低于85℃。图7为散热设计分析模型，该模型将功率等效为电流，温度等效为电压，热阻等效为电阻。本设计中压电陶瓷换能器静态电容CL为1μF，PA04最大峰值耗散功率为：PD（max）≈4VS2/2πXcl=160 W，静态功耗为PQ=2IqVS=0.05×200=10 W，平均功率=0.9·VS·Vout/=128 W，由PA04数据表可知：PA04交流热阻 RTHJC为 0.4℃/W，RTHCS为 0.05℃/W，故散热器热阻RTHSA为[5]：

因此所选用散热器热阻应小于0.43℃/W。

2 压电陶瓷驱动电源的测试

PSPICE软件是一个多功能的数模混合电路试验平台，具有快速、准确的仿真能力，能方便、精确地判断电路设计的正确性，故本设计采用PSpice V10.5来测试所设计的压电陶瓷驱动电源。

2.1 稳定性测试

信号发生器产生正弦波，幅度为5 V，频率范围为10 Hz～1 000 kHz，通过小信号增益电路测试[6]，输出电压Vo频率特性曲线如图8所示。在转折频率处未出现尖峰，表明相位裕度没有下降。经过峰峰值为1 V的阶跃响应测试，输出端未观察到过冲或振荡，故系统在工作频带范围内是稳定的。

2.2 线性度测试

信号发生器产生 4 kHz正弦波，输入电压0～5 V，每隔0.1 V采样复合放大器输出电压。在1μF容性负载下，输入信号与对应输出电压的拟合曲线如图9所示。图中可看出输出电压与输入信号成线性关系，其相关系数为0.999，表明放大器具有较好的线性度，达到设计要求。

数字跟踪式压电陶瓷驱动电源具有较高的频率分辨率和跟踪实时性，通过高精度低压运放与高压放大器级联的复合结构，实现高精度的驱动电压控制，同时合理的相位补偿电路、保护电路和散热设计保证了驱动电源的稳定性和可靠性。

[1]滕旭东，傅友登，王弘辉，等.基于数字 PWM的新型超声波清洗电源的研制[J].电子技术应用，2007，33(9)：154-157.

[2]姚鹏，刘岩.针对容性压电负载的桥式功率放大电路的

设计[J].压电与声光，2011，33(2)：235-238.

[3]CIRRUS L.Stability for power amplifiers[EB/OL].[2009-02-27].http://www.cirrus.com/en/pubs/appNote/Apex_AN19U_D.pdf.

[4]CARTER B，MANCINI R著.运算放大器权威指南(第 3版)[M].姚剑清，译.北京：人民邮电出版社，2010.

[5]CIRRUS L.General operating considerations[EB/OL].[2009-04-13].http://www.cirrus.com/en/pubs/appNote/Apex_AN01U_G.pdf.

[6]杨雪锋，李威，王禹桥，等.压电陶瓷致动器驱动电源的仿真及设计[J].微计算机信息(测控自动化)，2009，25(1-1)：209-211.