电动汽车用准谐振变换器模块研究

刘凤华，陈 雷

（泰安航天特种车有限公司，山东 泰安 271000）

随着能源危机和环境污染的加剧，国内外各大汽车研究机构都在大力研究开发节省能源和低排放甚至是零排放的绿色环保电动汽车产品。

本文针对目前电动汽车的各种灯、低压用电设备与供电系统不匹配问题以及电动汽车DC12V用电设备供电系统的发展与现状，提出电动汽车用准谐振反激式DC-DC变换器模块的研究方案。该方案是根据目前车载DC-DC变换器模块的质量轻、体积小、效率高、干扰小、安全可靠等特点和发展要求提出的［1］，其具有一定的创新性和实用性。理由是:其一，电路结构采用了反激式拓扑方式，其电磁干扰小，电路结构简单，所用元器件少，有利于降低生产成本；其二，该研究方案采用了准谐振软开关技术、跳周期控制策略及同步整流技术，其转换效率高，可达90%，待机损耗小，低于1 W，有利于变换器机体的集成和 “绿色”节能的实现。

1 准谐振反激式变换器拓扑结构分析

准谐振反激变换器拓扑结构如图1所示，其中，Lp为变压器初级电感，Ls为变压器次级电感，Cs为谐振电容。从图1中可以看出，准谐振反激式变换器在原来反激变换器的基础上在主开关管两端并联一个电容，很容易实现。准谐振反激变换器利用变压器初级电感和谐振电容谐振在谷底开通开关管，减小开关管的开通损耗，由于开关管寄生电容比较小，所以要在开关管两端并联一个电容。其工作原理大体如下:开关管导通，初级绕组储能，次级由电容给负载提供能量；开关管关断，缓冲电路工作，变压器释放储能；能量释放完毕，电容Cs与初级电感Lp发生谐振，次级二极管经历反向恢复过程；然后谐振开通。

2 电动汽车150W准谐振反激式DC-DC变换器电路设计

根据目前电动轿车、电动游览车、电动高尔夫车等车辆12 V用电设备的供电需要，设计了一款150W准谐振反激式DC-DC变换器电路，主要把电动汽车蓄电池组的高电压降低，来给电动汽车喇叭、前照灯、空调、音响、仪表、加速器等12V电源供电。其原理如图2所示，所用元器件清单如表1所示。

2.1 控制电路的选择

本设计中，控制电路采用了ONSemi公司生产的控制芯片NCP1207，它采用跳周期模式控制，极大地优化了准谐振反激变换器的开关频率对负载以及输入电压的依赖，从而达到降低轻载或空载时的损耗的目的；NCP1207内部集成了一个电流模式调节器和一个退磁检测器，确保电路在任何条件下，都能自由运行在准谐振工作模式。芯片内部的临界控制模式以及零电压开通模式使其在输入、负载变化的情况下，都能够降低损耗，提高效率。

表1 试验样机所用元器件清单

2.2 功率变压器设计

变压器各相关参数如下:最小直流输入电压Uinmin=60 V；输出电压Uout=12 V；输出平均电流Iout=12.5A；输出功率Pout=150 W；电源拓扑:准谐振反激断续模式；开关频率f=61.2kHz；效率η=90%；最大占空比Dmax=0.5。

一次侧电流峰值为

一次侧电流有效值为

一次侧电感值为

一次侧绕线截面面积为

式中:JP——一次侧导线电流密度，一般取3A／mm2。

一次侧绕线直径为

一次绕组匝数为

磁芯选择铁氧体材料，选取饱和最大磁通密度Bmax为0.3T（3000Gs），为防止磁芯饱和，最大磁通密度摆幅ΔBm尽量取稍微低些，本次设计取值为1667 Gs。根据变换器的输出功率和开关频率，选择磁芯型号为PQ35／35，磁芯有效截面积为1.96 cm2（196 mm2），磁芯骨架选择PC40。

二次绕组匝数为

式中:NS——变压器二次绕组匝数；Uout——输出电压；UF——输出整流二极管导通电压；UR——变压器一次侧的反冲电压；Dmax——最大占空比。由于二次侧选用低压大电流MOSFET做整流管，导通压降UF极小，可忽略不计。

去磁检测电压取12V，其辅助绕组 （去磁检测绕组）NA匝数为

二次侧电流峰值为

二次侧电流有效值为

二次侧绕线截面面积为

式中:JS——一次侧导线电流密度，一般取3A／mm2或稍高一些。

二次侧选用铜箔绕制，共绕3匝，每匝所占面积2.67 mm2，选用0.05 mm厚的铜箔，3层叠绕，铜箔宽度为

磁路气隙为

本次设计中，气隙取1mm。在计算气隙时，最大磁通密度摆幅ΔBm可稍微取大一些，一般取为2500Gs。

为了更好地加强绕组间耦合，减小漏感，变压器采用逐层间绕法绕制:一次侧有效值4.4 A，选3 A／mm2， 得导线截面积1.47 mm2， 7～8股并绕， 每股0.20 mm2，线径0.47 mm，截面积0.1734 mm2。0.47 mm线径漆包线的外径0.53 mm，PQ35／35每层仅能绕42匝，为14匝的整数，不能满足15匝的要求。选择0.42 mm线径，外径0.48 mm，PQ35／35每层可绕46匝，可以实际绕45匝，为15匝的整数倍；导线有效截面积0.1358mm2；用12股，合计导线截面积1.63 mm2，实际载流密度2.7 A／mm2；分4层并绕， 即一次／3、 二次／3、 一次／3、 二次／3、 一次／3、二次／3、一次／3，一次、二次绕组均并绕。一次侧占约2mm厚度一次、二次以及辅助绕组之间绝缘共9次共占约1mm；二次绕组占3mm；辅助绕组:线径为0.2mm，双股并绕3匝，占0.5mm；绕组总厚度约6.5mm，低于7.4mm的窗口最大宽度。

二次侧电压12V，绕3匝，有效值20A，需要导线截面积8mm2，每层2.67mm2，用3层0.05mm铜箔，加绝缘每个绕组为12层，厚度为0.6 mm，3个二次侧绕组总厚度为1.8mm。

2.3 准谐振电容设计

Cs可选103／1kV薄膜电容。

2.4 功率开关管的选择

为了提高变换器的效率，选择了开通损耗相对较小的MOSFET管作为本设计的功率开关管。由于开关管的电压包含电源电压部分、复位电压部分、尖峰电压部分［2］，72 V等级蓄电池供电电源最大值为90V，复位电压取60V，尖峰电压为30～60V，考虑30～50V的安全裕量，所以选取250～300V耐压的MOSFET；开关管额定电流选择一般取变压器峰值电流IP的3～4倍，由于IP为11.11A，所以在本设计中开关管的额定电流选择42A。

通过以上两方面的选择，最终选择IXTQ42N25P MOSFET开关管，其UDSS=250 V，ID=42 A，Rdson=84mΩ，TO-247DS封装。

2.5 同步整流输出电路设计

为了进一步提高变换器整体效率，降低输出电路损耗，本次设计利用分类元件构成一套自驱动同步整流输出电路。既提高了效率，又降低了成本［3］，其电路如图3所示。

该自驱动同步整流电路工作原理:首先，同步整流器VF2的反向二极管导通流过输出电流，与此同时，在电流互感器的二次侧获得感生电流，流入电阻R1， 并在R1上产生U=I2·R1感生电压， 当此电压达到并超过晶体管的发射结正向电压时，T1导通，并驱动T2导通，拉高T2发射极电压到输出电压，驱动同步整流器的MOSFET导通输出电流降低到T1的导通阈值以下时，T1关断；T2得不到基极偏执电流，与此同时由于T2、T3的基极有一个搭铁电阻R2，可以将T2、T3的基极电压拉低。电阻R2可以使得同步整流器的栅极电荷通过T3的导通快速泄放，以达到同步整流MOSFET及时关断。

3 试验结果与分析

3.1 转换效率

在常温下，当输入电压为DC 60V、72V、90V时，分别对2台150W DC-DC变换器样机进行效率对比测试，为了便于观察分析，绘制了效率对比曲线图，如图4所示。

一台试验样机是利用UC3842控制芯片采用的PWM控制方式实现的150W／12V输出的DC-DC反激变换器；另一台是本次设计样机，利用NCP1207控制芯片采用准谐振控制方式实现的150W／12V输出的DC-DC反激变换器。从图4中可以看出，基于NCP1207的反激DC-DC变换器的效率有了明显的提高。满载情况下，效率接近90%，效率比基于UC3842的反激DC-DC变换器高出4%～5%。

反激式DC-DC变换器的主要损耗为变压器漏感，以及开关管关断过程由于变压器漏感所引起的附加损耗［4］，如果这个损耗基本消除，可以将效率提高6%或更高。这样，准谐振加智能同步整流器的组合方式就可以获得90%以上的DC-DC变换效率。

3.2 待机损耗

本文设计的控制芯片具有跳周期控制功能，能够很好地降低待机损耗。在不同的输入条件下对2台DC-DC变换器的待机损耗进行了测试，记录数据如表2、表3所示。

从表2中可以看出，在待机状态下，输出功率为0.5W时，输入功率小于1W，满足待机损耗小于1W的设计要求。但是表3中的待机损耗比表2的超出很多，且都远大1W，这就说明PWM硬开关方式实现的变换器待机损耗大，且效率低。

表2 基于NCP1207的DCDC变换器的待机损耗测试数据

表3 基于UC3842的DCDC变换器的待机损耗测试数据

3.3 波形分析

本文提出的准谐振DC-DC变换器带有同步整流功能，一次侧开关管能够实现零电压开通，二次侧输出整流不仅能够实现和输入保持同步，还能够实现零电流关断，并在宽输入电压范围的情况下，其转换效率能够优化设计在输入电压范围的高端。

相同负载、不同输入条件下的开关管漏源电压波形如图5所示。

通过图5测试波形可知，相同负载时，输入电压越高，开关管漏源电压越大，漏源电压随输入电压的升高而增大，但总体上都小于200 V，体现钳位电路的缓冲作用；占空比随输入电压的增大而减小；开关频率随输入电压的增大有所升高。以上4个工作时刻都运行在准谐振状态，这也证明了在负载不是很轻或非空载时，宽电压输入范围内能够保证电路工作在准谐振模式。

相同输入条件、不同负载下的开关管漏源电压波形如图6所示。

从图6测试波形可知，相同输入电压下，漏源电压随着负载的减轻而降低，占空比随之变小。当负载不是很轻或空载时，开关频率增加缓慢，系统自动运行在准谐振状态，保证了开关管在极小值处开通。当负载减小到很轻时或接近空载时，电路系统将自动进入跳周期模式，开关频率迅速下降，开关管几乎不开通，电路损耗很小。这就证明了采用跳周期控制策略实现的准谐振反激变换器电路，有效地降低了开关频率对负载的依赖，减小了待机损耗。

为了进一步降低输出电路导通损耗，提高变换器效率，本文在输出整流电路部分采用了导通电阻极小的MOSFET管构成的同步整流器，其测试波形如图7所示。

由图7可以看出，输出整流电路和输入电路步调保持完全同步，即:开关管关断时，同步整流器立即开通；开关管开通时，同步整流器迅速关断，并且是零电流自然关断。这证明了利用MOSFET构成的同步整流器替代传统的二极管整流，不仅能够减小输出整流电路的导通损耗，还能降低开关损耗。

4 结论

综上所述，本设计中的准谐振反激式DC-DC变换器凭借电路结构简单、电磁干扰小和先进的软开关和同步整流技术，达到了高效节能、降低生产成本的目的，作为电动汽车的12V供电系统备用转换设备，具有很强的实用性和优越性。该方案的研究在目前车载DC-DC变换器发展的基础上有所改进和突破；该方案的实施，在一定程度上，能够弥补国内电动汽车电源供电系统的不足，完善电动汽车的电能供电结构，优化电动汽车的性能，对促进电动汽车的发展具有很大的意义。

［1］夏亮.电动汽车驱动器用开关电源的设计研究［D］.同济大学工学硕士学位论文，2008.

［2］陈永真.开关电源进入高效率功率变换时代［J］.电源世界， 2007 （2）:6-7， 23.

［3］李龙文.同步整流器在DC／DC变换器中的应用［C］／／东北地区第四届现代电源技术交流会 （优秀论文集），2003.

［4］王聪.软开关功率变换器及其应用［M］.北京:科学出版社，2000.