一种高压隔离IGBT驱动器电源设计

艾胜，陈玉林，王俊炎

(海军工程大学，武汉 430033)

0 引言

在电力电子领域，中大功率IGBT应用日趋广泛，未来舰船电力系统中都需要大量应用中高压大功率IGBT[1]。IGBT驱动器作为主电路与控制电路之间重要桥梁，直接关系着功率变换器的性能优劣。一个理想的中大功率IGBT驱动器必须能够实现以下功能需求：1）减少IGBT模块的开通和关断暂态过程中的损耗[2-3]。2）减少开通过电流和关断过电压。3）限制由开关过程导致的EMI。4）对IGBT故障状态进行监测并提供相应的保护。

设计具有较高隔离能力的高压隔离电源是高压大功率IGBT驱动设计的关键技术之一。本文以FZ1500R33HL3型IGBT作为驱动对象，重点研究了高隔离水平DC-DC开关电源的设计方法，并开发了电压等级为3300 V及以上等级的中大功率IGBT驱动器电源。试验验证了所设计电源的有效性和可靠性，取得了较好的试验效果。

1 电源设计要求

电源设计的首要工作，就是明确设计要求。根据FZ1500R33HL3型IGBT数据手册可知，其门极充电量（Gate Charge）QG=42.0 μC，若开关频率fSW=2000 Hz,驱动电压U=±15 V的情况下，驱动功率为：

式中ΔQ为门极充电电量QG，ΔU为IGBT门极电压的变化，在这里为30 V，将参数的值代入可得PTOTAL=2.58 W。

FPGA、高速比较器、运算放大器等元件的最大静态损耗PQ可以用下式计算:

式中，IQ(MAX)为元件电源端口最大静态偏置电流；VSUPPLY为元件电源电压。可计算出各元件PQ之和大约为3 W。DC-DC开关电源需提供的输出功率必须满足：POUT≥PTOTAL+PQ,即必须提供不小于5.58 W的输出功率。

驱动板的“地”和外接电源“地”存在的电位差高达数千伏，隔离电压等级的确定，要根据所在系统的具体情况确定，对于额定电压为6500 V的IGBT来说，隔离电压需要满足：

DC-DC开关电源的设计可以采取很多结构，比如正激、反激、推挽等。本文采用的是有源箝位反激式DC-DC开关电源。此结构适合5～150 W的应用范围，电能转换效率高，占空比允许调节范围大，最高可以到达80%，不存在长期运行后变压器磁通不平衡的潜在危险，比较适合作为功率较高的数字式驱动器的隔离电源。

2 有源箝位反激式DC-DC开关电源设计

有源箝位反激式DC-DC开关电源主电路如图1所示。

图2为开关时序图，反应了磁化电流和箝位电容电压的变化。主开关管T1在t0时刻开通t1时刻关断，T2与T1的开关信号互补。

在t0时刻，主开关管T1导通，由于电阻R1取值较小，变压器原边近似为输入电压VIN，因此变压器副边电压为：

因为电路结构为反激式的，变压器同名端反向，此时原边电流仅为变压器原边电感Lm内流过的磁化电流iM。磁化电流线性上升。开关管T2截止，箝位电容没有放电回路，所以充电电量将保持不变，此时充电电量为：

如果TS为开关周期，那么这个阶段持续的时间是：

在t1时刻，主开关管T1关断，复位开关管T2开通，磁化电流将流过箝位电容和复位开关管T2，而不再流经主开关管T1。箝位电容充电后电压VC高于VIN，变压器原边电压反向。此时原边电流应包括磁化电流和负载电流反射到原边的电流。其中磁化电流将线性减小，并将存储在电感中的能量转移至箝位电容和副边负载中。箝位电容电压会有所增加，当磁化电流减至零时箝位电容电压达到最大值。t2时刻磁化电流减为零，然后磁化电流开始反向增加，箝位电容释放能量，此时箝位电容将能量回馈至电感，同时也向负载侧传递能量。t1～t2阶段箝位电容获得的能量等于t2之后释放的能量才能使电路稳定工作。当磁化电流的幅值等于t1时刻的电流幅值时，且箝位电容等于最初的电势时，本开关周期结束，下一周期重复同样的过程。在稳定工作状态，一个周期内作用在变压器原边磁化电感两端的伏秒积必须为零。当主开关管T1开通，作用在变压器原边电感的电压为VIN，如果T1导通占空比为D，每个开关周期为TS，那么在这个时间段内的伏秒积应为VIN·D·TS。在主开关管关断时间内，作用在变压器原边电感的压降幅值为VC-VIN，持续的时间应为TS·(1-D)。根据伏秒积平衡原理，下式必然成立：

可求出箝位电容的箝位电压

式（7）就是式（4）中箝位电容存储电荷量计算公式的根据。尽管在T2导通时间段内箝位电容电压稍有增加，计算时通常将箝位电容电压被认为不变。

本设计中，开关管T1选用RF7473型功率MOSFET，其瞬态峰值电流IDM为55 A，T2选用IRF6216，其瞬态峰值电流IDM为19 A，MOSFET的PWM驱动脉冲驱动信号由美国国家半导体公司的LM5025产生。CS2为输入到LM5025的软启动保护信号，整个开关周期内，变压器原边的电流为i，电阻R1两端电降u=i·R1，如果电压u超过0.25 V，则LM5025进行软启动保护，限制过电流。LM5025必须在19 A以下进行保护，因此本设计中电阻R1取值为0.017 Ω。

有源箝位反激式DC-DC开关电源一般采用纯电容滤波，能够满足驱动板对DC-DC电源稳压的要求，滤波电路如图3所示。

滤波电路包括两个容值较小的电容C1和C2，用于滤除高次谐波，C3和C4容值较大，用于滤除低次谐波。

3 有源箝位反激式 DC-DC开关电源变压器设计

在IGBT驱动板上的DC-DC开关电源中，变压器发挥着重要作用。目前市面上的变压器成品，基本都不能满足驱动板上的高隔离电压的要求，必须按变压器设计原则自行设计变压器。

1) 高隔离电压设计

在本设计中，首先重点考虑了变压器的电压隔离水平。有源箝位反激式DC-DC开关电源的隔离作用主要由隔离变压器实现，其原理图如图4所示。隔离变压器由锰锌（Mn-Zn）铁氧体涂层环形磁芯和高压绝缘导线构成，两根高压绝缘导线分别绕制为变压器的原边P和副边S。隔离变压器可以通过增加原边绕线和副边绕线之间的距离d，使用耐压水平高的高压绝缘导线两种方法来提高隔离水平。

2) 最大磁通变化及初级匝数的确定

本设计选用的磁环为B64290涂层环芯系列，外 径 da = 35.5 mm,内 径di=19.2 mm,高 h=13.6 mm，横截面积Ae=82.6 mm2，电感量每匝数平方AL=5460 nH。首先根据这些参数确定最大磁通变化及初级匝数。根据法拉第定律ΔB是最大磁通变化量，D是DC-DC开关电源主管导通占空比，TS是开关周期，Ae是磁环横截面积，NP是变压器原边导线匝数，G是磁通单位高斯，式（8）中所有参数必须均使用国际单位。

根据计算，变压器初级匝数设定为3匝，即NP=3，将NP=3，及其它参数值代入（8）式可以得到最大磁通变化量ΔB=1076 G。变压器副边绕线匝数需根据DC-DC电源输入输出传递函数的要求来选择，为了计算简便，取NS=3。

3) 磁化电感、最大磁化电流及Cclamp计算

当确定好变压器初级匝数后，就可以确定变压器原边磁化电感的大小，磁化电感的大小是确定磁化电流及确定有源箝位反激式DC-DC开关电源主电路中箝位电容Cclamp的重要依据。变压器初级磁化电感可以按下式计算

µ为磁环磁性材料的磁导率，Ae为磁环横截面积，L为磁环平均周长，磁环参数中提供了变压器初级磁化电感可以按下式计算µAe/L的等效参数AL，所以变压器初级磁化电感可以按下式计算按下式计算更为方便

将AL=5460 nH, NP=3代入式（10），可得LM=49.1 μH。最大磁化电流IM可按下式计算:fS为DC-DC开关电源的开关频率，代入各参数取值可以得到变压器原边最大磁化电流IM=0.54 A。

根据磁化电感及其它已知参数，求出Cclamp的取值范围:

代入各参数数值可以计算出Cclamp>24 nF。以上计算出的箝位电容Cclamp是在正激电路中的电容值。在反激式开关电源中，能量传递过程发生在副管导通的过程中，箝位电容除了要存储足够的电能使磁化电流复位外，还需要向副边传递电能，其电容值必须增大。经过后期调试验证，采用0.33 F～1 μF的电容值时，箝位电压才能保持稳定，从而有稳定的输出电压。

4) 变压器绕线的选型

对于目前额定电压为6500 V的IGBT来说，隔离电压需要满足：VISO≥ 12.2 kV，所以本设计导线的隔离电压为10 kV。下面重点介绍变压器绕线线径的确定。取绕线电流密度为常规的500圆密耳每有效安培时，初级变压器绕组所需圆密耳数为500Irms, Irms为初级绕组电流有效值，因为原副边绕线匝数相等，可以从输出功率估算出原边电流有效值。

开关电源额定输出电压设定为由2式计算出驱动板功耗的2.5倍，即POUT≈ 12 W,副边额定输出电压为VOUT=12 V，则Irms=1 A,可以计算出初级绕组所需圆密耳为500，而1圆密耳=5.066 ×10-10 m2，换算后可以得出初级绕组横截面积S=0.254 mm2。又导线直径D为：

根据以上分析，本设计中变压器绕线隔离电压>10 kV，直径D >0.56 mm。

4 试验结果及分析

为了验证本文提出的中大功率IGBT数字驱动器硬件制作的正确性及可行性，开发了如图5所示的实验板，并按图6所示的试验电路进行了测试。测试用IGBT为英飞凌公司的FZ1500R33HL3，其额定电流为1500 A，最大阻断电压为3300 V。

图6为典型的BUCK电路，试验时在IGBT两端施加2000V电压，通过数字试验板向驱动板发送驱动信号，驱动IGBT。通过试验验证有源箝位反激式DC-DC开关电源中LM5025电路配置是否准确、各参数和设计值是否存在偏差，输出电源是否满足要求。

试验测试了LM5025中OUT_A和OUT_B输出的PWM驱动脉冲、变压器原边和副边电压。

图7所示为变压器原边电压vTP波形。因为vTP为交流电压，测量时需要一个电压稳定的参考点，所以测量结果是以图1所示的O点为参考点时P点的电压。由于变压器同名端反向，所以图7所示波形的正半波幅值就等于变压器副边输出电压Vclamp-VIN，而负半波幅值就等于DC-DC开关电源的输入电压。可以看到，在额定输入电压为24 V的条件下，Vclamp-VIN等于12 V，符合预期设计要求。图8所示波形中箝位电压较平滑，未出现明显畸变，说明箝位电容Cclamp的取值适当。而且通过实验验证，需用容值较大的箝位电容时，箝位电压顶端会更加平滑。还可以观察到，图7电压波形符合变压器设计中的伏秒积平衡原理，初步证明说明变压器设计的正确性。图8所示为变压器副边电压vTS波形。测量结果是以图1中驱动板的“地”为参考点时S点的电压。图中正半波幅值为12 V，符合设计要求，负半波幅值平均值约为24 V，这符合变压器原副边绕线匝数之比为1的情况。值得注意的是，在变压器副边电压中，负半波出现较大的尖峰电压，其幅值为16 V。

在反激式DC-DC开关电源的变压器副边，由于在主开关管开始导通的时候，变压器副边有较大的负载电流，这将产生窄而高的输出电压尖峰。在主管开通之后，负载电流为零，并没有很高的负载电流流过变压器副边，而且，在主管关断的时候，也应该存在同样的电压尖峰，但是实际中却没有。因此，可以得出结论，主开关导通时的电压尖峰应该是由于整流电路中二极管反向截止过程中的反向峰值电压。实验证明了所设计驱动板电源的有效性。

:

[1]王兆安，黄俊. 电力电子变流技术(第 3版)[M]. 北京:机械工业出版社，1999.

[2]Galluzzo A. Switching characteristic improvement of modern gate controlled devices[C]. Fifth European Conference on Power Electronics and Applications.Brighton: IEEE, 1993: 13-16.

[3]Helsper M. Adaptation of IGBT switching behaviour by means of active gate drive control for low and medium power[C]. Germany: EPE, 2003: 234-243.