基于DSP的正弦逆变电源设计

2013-08-01张俊平

重庆理工大学学报(自然科学) 2013年2期

王博，费莉，张俊平，李山

(重庆理工大学电气工程与自动化学院，重庆 400054)

随着石油、燃气等资源的日益匮乏，新能源的发展突飞猛进。新能源发电是新能源利用的最主要方式，诸如太阳能发电、风能发电等。太阳能、风能发电都是将电能储存在电池中，通过逆变系统将电能供给用户使用或送回电网，所以对逆变电源的研究有着很大的现实意义。本文设计并研制了2 kW光伏离网型正弦波逆变电源，其LCL滤波器采用了无功容量的参数计算方法，使设计更为简便。经实验验证该电源能有效地抑制谐波，具有良好的动态响应。

1 总方案设计

系统的主电路拓扑采用先升压再逆变的结构。升压拓扑常用的有Boost调整器拓扑、推挽拓扑、正激变换器拓扑、反激变换器拓扑等。推挽式拓扑中的2个控制管交替导通，输出对称的电压波形。前级电源在整个周期内都向负载输出功率，所以推挽式拓扑结构输出电流瞬态响应快，电压特性好，在诸多拓扑结构中推挽式拓扑结构电压利用率最高。推挽拓扑最大的缺点是2个控制管需要承受很高的电压，功率管的耐压值必须大于2倍工作电压。考虑到逆变系统的前级输入电压为48 V，2倍的工作电压并不会给设计带来麻烦，从电路结构复杂程度、驱动难易程度、输入输出隔离、电路的总功率、转换效率等角度考虑，推挽拓扑结构比较适合2 kW逆变电源的设计，所以本设计升压采用推挽拓扑结构［1］。

系统后级采用经典的全桥逆变拓扑结构。自然采样法的SPWM逆变算法会产生大量的高次谐波，滤波器的设计对谐波控制有很大的影响。传统的LCL滤波器参数计算一般是在避免LC谐振的基础上，考虑将滤波器电流控制在一定范围之内，并且补偿基波电流在电抗器上产生的压降。这种方法计算复杂，计算量大。如果从逆变器无功容量最小的角度考虑，不但满足滤波器的频率特性、功率因数等要求，计算还变得简便，能使系统得到一个干净的正弦电压输出。逆变电源主体系统结构如图1所示。

图1 逆变电源主体系统结构

因为IGBT管压降比较大，驱动时为了其快速关断，需要加负压，比较麻烦，保护电路设计也相对复杂，而MOS管的耐压和带载能力可以满足2 kW逆变器的设计，并且MOS管驱动容易，发热量小，所以本设计使用的功率管为MOSFET。

2 硬件设计

2.1 前级电路设计

2.1.1 推挽拓扑

系统功率为2 kW，电池电压为48 V，考虑到带负载时电池电压会下降，系统做了46 V的欠压保护。以效率80%计算，工作时前级平均电流I=A，脉冲最大电流约为工作电流的4倍，即54.3A ×4=217.2 A，加上推挽拓扑工作管需要承受2倍电源电压，前级工作管选用IXYS公司的MOS管IXTQ96N20，其耐压为200 V，工作时Ids为96 A，承受最大脉冲电流225 A，使用2个管子并联可以满足设计的要求，并且 IXTQ96N20内阻只有24 mΩ，工作时开关损耗很小。初级电压经过高频变压器升压后，达到380 V，满载电流6 A左右。考虑安全余量后，整流二极管选择MOTOROLA公司的功率整流二极管MUR3060，其耐压为600 V，工作时电流为30 A，最大关断时间为60 ns。前级功率电路如图2所示。

图2 前级功率电路

2.1.2 功率变压器设计

磁芯面积乘积的计算:

式中:Ap为变压器面积的乘积数;Po为变压器输出功率;K为变压器系数;ΔB为磁通密度变化量。根据推挽拓扑特点，K 取 0.014，ΔB 取 0.16，效率η假定为80%，可以计算出大概的磁芯面积为24.92 cm4。本设计选取 EE65磁芯，其 Ae为535.00 mm2，Aw为 575.00 mm2，Ap为 30.76 cm4，满足设计要求［2］。

次级绕组应按220 V有效值计算，次级绕组导线截面积［3］

2.2 后级电路设计

后级输出电压为220 V，则功率为2 kW时，工作电流为9.1 A，最大脉冲电流为36.4 A，直流母线电压为380 V，考虑余量后要求功率管耐压值超过500 V。FAIRCHILD公司的MOSFET功率管FQL40N50耐压值为500 V，允许工作电流为40 A，满足设计要求。后级功率电路如图3所示。

图3 后级功率电路

后级输出部分需要加取样变压器(如图3中T1)，再经电阻分压后用于电压闭环的反馈。H桥与地之间串联 0.05 Ω/5 W 的电阻(如图 3中R5)，用于电流反馈和过流保护。在前级和后级中间需要加保险丝，当后极功率管发生短路等故障被击穿时，保险丝同时烧断保护前级。

LCL低通滤波器是为了滤除SPWM波中含有载波频率的高频谐波分量，获得良好的输出电压波形。滤波器的性能主要由L和C之间的谐振频率决定，LC谐振频率为

谐振频率必须要远小于PWM电压中所含有的最低次谐波频率，同时又要远大于基波频率。一般fc选为

式(5)中:f1为基波频率;fhar(min)为最低次谐波频率。

对于高频的PWM逆变器，载波频率远大于10倍的基波频率，fc选为载波频率1/10～1/5，即:≈2.3 kHz。确定了谐振频率后，L和C的参数还需分别确定。通过滤波器无功容量的角度来选择L、C参数。滤波器无功容量也间接反映了滤波器尺寸、成本等要素。根据无功容量有

式(6)中:ω1为基波角频率;ωL为LC滤波器谐振频率;Uo为输出电压有效值;Io为输出电流有效值。如上所述，L选择2个1 mH的电感，C选择4.7 μF 的电容［4］。

2.3 驱动电路设计

驱动电路采用光耦隔离驱动设计。以后级驱动为例，后级驱动频率采用SPWM通用频率为20 kHz、TOSHIBA公司的光耦芯片 TLP250，工作频率为25 kHz，驱动电流最大可达2 A，满足设计要求。在光耦的输出端需要串联快速恢复二极管和电阻。加电阻的作用是限流和防止MOS管开通时印制线的寄生电感和MOS管的寄生电容产生震荡，这个电阻不大，所以对开通速度的不会产生很大影响。二极管的作用是为了使MOS管GS电荷快速放掉，加快MOS管的关断速度。

3 软件设计

系统采用PI算法，通过反馈电压、电流控制输出PWM的占空比，从而稳定输出电压。系统发生欠压、过压、过流故障时，欠压、过压、过流保护电路会向DSP的PDPINTx端口输出一个低电平信号，当PDPINTx引脚变为低电平时，所有的PWM输出引脚都将立刻变为高阻态。闭环反馈系统控制框图如图4所示。

图4 闭环反馈系统控制框图

本设计使用TMS320F2812作为系统的控制芯片。DSP2812有2个事件管理器EVA和EVB，使用EVA为前级推挽电路，提供占空比可变的PWM信号，通过反馈电压计算电压的误差，经过PI调节，改变输出PWM的占空比，稳定输出电压。使用EVB为后级逆，提供调制比可变的SPWM信号。SPWM信号载波信号频率为20 kHz，正弦表点数为400个，输出正弦频率为20k/400=50 Hz，每40个正弦点启动ADC转换，对电压和电流进行采样，电压的误差经过PI调节后作为电流内环的给定值，然后计算电流的误差值。为了提高系统响应速度电流调节器只采用比例调节，经过比例调节后计算出新的正弦调制度，在CMPR寄存器重载时使用［5－6］。A/D采样中断服务程序流程如图5所示。

图5 A/D采样中断程序流程

4 实验验证

系统使用48 V大功率直流电源供电，空载时前级电流为350 mA，输出电压220 V。使用2个12 Ω大功率波纹电阻串联作负载，实际测得前级电流为51.2 A，后级电压为219 V，电流为10 A，系统效率为系统满载电压波形如图6所示。

图6 满载电压波形

系统半载稳定运行时突加50%的负载，系统输出电压无明显波动，系统动态响应良好，如图7所示。

系统满载时将示波器采集的波形以数据的形式输入到Matlab内做FFT分析，结果如图8所示。可见系统输出正弦电压谐波分量很小，经过计算，系统输出正弦电压失真率为2.56%。

图7 动态响应实验波形

图8 FFT分析

5 结束语

本系统满载稳定运行后输出电压有效值为219 V，频率为49.8 Hz，通过优化 PI调节器，使系统对突然加载有很好的动态响应，输出电压基本上没有波动。通过无功容量计算参数的LCL滤波器使输出电压谐波得到很好的控制，正弦电压失真率为2.56%。通过对变压器参数的优化避免了推挽拓扑容易出现的磁通不平衡现象，在使用风扇散热的情况下整个系统工作温度为50℃左右。实验结果表明本设计满足设计要求。

此外在设计2 kW逆变电源时需要注意:

1)逆变电源工作在高频高压的复杂电磁环境下，使用杜邦线传递控制信号很容易受到外部环境的干扰，DSP发出的PWM信号接到驱动电路时要用双绞线连接，长度不要超过20 cm。

2)由于前级变压器的漏感尖峰和后级输出电感尖峰的存在，在前级高频变压器中间抽头上和地面之间并一个1 μf的CBB电容，后级H桥的每个半桥的上管D极到下管S极之间要接一个0.47 μf的 CBB电容，可以有效防止尖峰电压烧管。

3)功率电路的PCB布线时注意铜箔的载流量，如果不考虑载流量就会使功率电路的PCB板严重发热甚至烧毁。2oz厚20 mm宽的铜箔安全电流为30 A，如果要更大的载流量则需要在PCB反面开锡槽堆锡。

［1］Abraham I.Rressman.开关电源设计［M］.3 版.北京:电子工业出版社，2011.

［2］赵修科.实用电源技术手册:磁性元器件分册［K］.沈阳:辽宁科学技术出版社，2002.

［3］曹庆生.500W逆变电源的设计［J］.武汉工程职业技术学院学报，2011(1):14－17.

［4］俞杨威，金天均，谢文涛，等.基于PWM逆变器的LC滤波器［J］.机电工程，2007(5):50－52.

［5］顾卫钢.手把手教你学 DSP－基于 TMS320X281x［M］.北京:北京航空航天大学出版社，2011.

［6］闫绍敏张明华.基于DSP技术的5kW离网型光伏逆变器设计［J］.电子技术，2011(4):57－59.

［7］刘莹，卜雄洙，赵刚锋.DSP技术在压电被动振动控制中的应用初探［J］.压电与声光，2008(5):640－642.

［8］孙兵，王蔚然.基于DSP的激光防撞雷达动态成像校正系统［J］.激光杂志，2004(3):43－45.