基于高频链的移相全桥逆变器控制策略

2013-07-19胡佳明胡天友唐德炜

实验室研究与探索 2013年1期

胡佳明，胡天友，刘倩，唐德炜

(电子科技大学机械电子工程学院，四川成都611731)

0 引言

在电能的变换、存储、应用领域，电力电子技术发挥了关键性作用。目前，电力电子装置的发展趋势是小型化和智能化。实现小型化的直接途径是高频化，可以显著降低变换器中电感、电容和变压器的体积［1］。但是，开关频率的提高必然导致开关损耗的增加，电路效率严重下降［2］。所以，能够降低开关损耗和开关噪声问题的软开关技术是目前的研究热点之一。另一方面，诸多应用场合要求电源系统具有更高的性能指标且具有与外界交换信息的能力，所以，基于各种微控制器或数字信号处理器的数字控制技术在电源系统中得到了越来越广泛的应用［3］。

在中大功率应用场合，有一类采用移相控制策略的软开关全桥变换器得到了深入研究和广泛应用。这类变换器基本不用添加额外的无源或有源器件，在不改变主电路拓扑的前提下，依靠移相控制方式以实现软PWM 开关，所以这类软开关变换器也被称为控制型软开关［4］。

1 移相控制高频逆变器电路原理

1.1 移相高频电路结构与拓扑分类

本文采用电压源型移相控制高频链电路拓扑如图1 所示［5］。

图1 双向电压源内高频DC/AC 变换器电路结构

此类高频链逆变电路拓扑结构有多种变形拓扑结构，常见的主要有前级推挽后级全波式、前级推挽后级桥式、前级半桥后级全波式、前级半桥后级桥式、前级全桥后级全波式和前后级全桥式等电路，前后级都是以高频变压器为分界点的［6］。在本系统设计过程中，经过对各种拓扑结构利弊仔细分析研究后，最终采用前后级全桥式拓扑结构逆变方式，如图2 所示。此种电路具有功率器件工作电压应力低，特别适用于高输入电压，高输出电压的应用场合［7］。

图2 全桥式双向电压源内高频DC/AC 变换器电路拓扑

1.2 单极性移相高频控制策略和原理

随着实际应用需要，在不改变功率电路拓扑复杂程度的要求下，为了降低器件能量损失，提高逆变器逆变转换效率和逆变电路的可靠性，在双向移相电压源型高频链逆变技术的控制方法中提出了双极性移相控制和单极性移相控制之分［8］。较好地解决了传统电压源型移相高频链逆变器，在周波变换环节采用PWM技术控制后，存在的功率器件上电压尖峰过高现象，同时实现了周波变换器功率器件的ZVS 切换，大大降低了器件功率损耗提高了系统转换效率［9］。图3 所示即为单极性移相控制策略时序原理波形。

1.2.1 传统移相控制策略方法

传统的单极性双向移相控制策略的时序图如图3(b)所示。图中，S1～S8分别为周波变换器对应功率管的驱动信号;Sa、Sb、Sc、Sd分别为高频逆变桥对应功率管的驱动信号;UEF为高频变压器初级输入波形;UDC为输出LC 滤波器输入波形;Ue1和Ue2分别为互补的正弦调制波形;UC为频率较高的载波。正弦调制波Ue1和Ue2分别与三角载波UC比较，生成高频逆变桥和周波变换器部分功率管的各种驱动信号，驱动信号中包含了调制正弦波的所有信息。如果忽略实际死区存在时间，Sa与Sc、Sb与Sd的驱动信号均为互补的高频方波信号，但Sa与Sd、Sc与Sb之间的驱动信号有移相相位差电角度θ(－180° ＜θ ＜180°)，高频逆变桥将直流输入电池电压Ui调制成三电平的高频变压器输入电压UEF，UEF通过高频变压器隔离变压后的输出电压UAB进入周波变换器解调。如果忽略输出周波变换器功率开关换流重叠时间，功率开关S1与S2、S3与S4、S5与S6、S7与S8的驱动信号也是互补的、一半载波频率的高频方波。在此控制时序下，功率管以高频变压器额定频率将电压UAB解调为单极性SPWM 波UDC，此SPWM 波最后经LC 输出滤波器后得到正弦输出交流电压UO［10］。

图3 双向电压源单极性移相控制原理时序图

在整个变流过程中，周波变换器功率管在UEF=0期间进行开关控制，功率管工作在零电压转换(ZVS)状态下［11］。从控制时序图中可以看出，高频逆变桥的左(超前)桥臂相对与右(滞后)桥臂存在一个θ，则Sa与Sd(Sb与Sd)在一个TS内共同导通时间:

式中:Ts为一个开关周期;θ 为移相电角度;Tcom为在一个开关周期中的共同导通时间。从控制时序图中可以看出，θ 的大小与逆变桥功率开关Tcom都是按照正弦规律变化的。变压器原、副边得到经过调制正弦波Ue1和Ue2调制的高频脉冲交流电压UMN、UAB，然后由周波变换器功率开关S1～S8将UAB转换成单极性三阶SPWM 波(即输出滤波器前端电压UDC)，通过对此脉冲波形进行滤波后就可得到输出正弦基波电压UO。高频逆变桥左右2 个桥臂功率管开通时间相对向左或向右的移动，调节了θ 的大小，进而调节了输出正弦交流电压幅值和相位。经过内高频环的变流处理后，LC输出滤波器输入端电压为单极性SPWM 波，故称为单极性移相控制，谐波频率较高，便于滤波控制，具有优良的频谱特性［12］。

1.2.2 改进型的移相控制策略研究

为了进一步降低周波变换器功率管的工作频率，降低功率管的开关损耗，针对原有电路提出了一种改进控制方法，实现周波变换器功率管开关频率降至逆变器输出交流电压的频率。图3(a)为新方法周波变换控制时序图。

由图3(a)可看出，在交流输出前半个输出周期中，周波变换器的S1、S3、S5、S7功率管处于常通状态，S2、S4、S6、S8功率管处于常关状态，此时图2 电路周波部分可等效成图4 所示的电路。

图4 周波变换器工作模式

图中，实线代表当变压器输出端为Ui时，电路中电流的流动路线;虚线代表变压器输入端为－Ui时，电路中电流的流动路线。当A 正B 负时，电流通过S1—D2—Lf—Cf—S7—D8—B 流动，即按图4(a)中的实线所示路线流动，输出为正。当B 正A 负时，电流通过S5—D6—Lf—Cf—S3—D4—A 流动，即按图4(a)中的虚线所示路线流动输出为正。此时可得到输出交流电的正半周(暂定为负载上正下负)。

正半周过程结束后，按照同样的思路，此时将S1、S3、S5、S7功率管关断，S2、S4、S6、S8功率管导通，此时图2 所示电路可以等效转换成如图4(b)所示的形式，这样可得到输出交流电的负半周部分，最终获得了一个完整的交流电输出周期。

逆变桥的输出波形经过高频变压器变压后，变压器输出波形的数学表达式为

周波变换器的作用就是在调制正弦波的正半周，将高频变压器输出负的脉冲波整流为正，输出为正的脉冲波保持不变;在调制正弦波的负半周时候，将高频变压器输出为正的脉冲波整流为负，输出为负的脉冲波保持不变［13］。周波变换器的功能相对于数学运算当中的绝对值操作，只是在调制正弦波在负半周时进行绝对值操作后在前面要加一个负号［14］。即在正半周时刻，周波变换器输出脉冲波的数学表达式为

在负半周时刻，表达式为

将uDC的数学表达式进行处理后，可以合并成以下形式:

从表达式可以看出，LC 滤波器输入主要成分为需要的基波输出部分，并伴随着高频谐波成分，可以通过后级的LC 滤波器得到需要的正弦波输出交流电。

从时序图分析可知，周波变换器功率管无重叠换流时间，功率管是在变压器输出电压为零时进行正负半周切换，周波变换器功率管工作在ZVS 状态下，但此时在本系统中功率管的开关频率低至50 Hz，有效减小功率管的开关损耗，提高系统的转换效率。

本文研究的控制方法时序图3(a)中可以看出，单极性移相控制策略是在倍频SPWM 控制的基础上进行改进得到的，不仅调制了逆变环节输出脉冲电压的脉宽，也调制了脉冲的位置，该控制策略中包含了正弦脉宽脉位调制的思想。正弦脉宽脉位调制主要是把单极性三态SPWM 波改变成载波频率的双极性SPWM波，消除其中的调制波基波成分，使采用高频变压器进行初、次级电隔离和变压成为可能，即可在逆变器中实现高频环节原理。