基于SSL4101T的Boost-Flyback电源设计

时金林，沈锦飞

(江南大学物联网工程学院，江苏无锡214122)

LED照明是近些年来发展尤为迅速的新能源产业。而应节能环保以及电网低污染的要求，针对传统LED驱动电源转换效率及功率因数不高的问题［1］，引入了以SSL4101T芯片为控制核心的两级APFC电路驱动电源，其输入网侧THD低、PF值高，且输入电压范围较宽，因而适用于各种中小功率范围［2-3］。SSL4101T控制芯片集成了功率因数校正控制器和反激控制器，两个控制器皆能够使得对应级电路中的开关器件实现波谷/零电压切换即准谐振运行，电源主电路的开关损耗达到最小化;此外芯片内部也配置了各种检测保护功能电路;芯片外围系统结构简单。基于该款芯片的两级Boost-Flyback电路设计，使得LED驱动电源变得更高效可靠。

1 Boost与Flyback拓扑简介

图1(a)(b)分别对应两级APFC电路中前级Boost与后级Flyback变换器的拓扑结构［4］。其中，Uin为市电经过不控整流与高频滤波之后得到的脉动直流电压;U1作为Boost电路的输出电压，同时也是Flyback电路的输入电压，以此实现两级电路间的衔接;Uout表示两级电路的最终输出电压。

图1 两级APFC电路拓扑组成结构Fig.1 Topology structure of bipolar APFC circuit

由于变换电路工作于高频开关状态下，因此分析单个或数个开关周期内的工作状态时，输入侧电压Uin可以视为恒定直流电压。Boost电路除升压作用以外，也具有较好的功率因数校正(PFC)功能［5-6］。本电源的前后级电路都设计成临界导通工作模式(BCM)，图2(a)对应Boost电路的各关键理论工作波形，ugs1、uds1为Q1的驱动信号与电压应力;iL为升压电感通过的电流;uD1为二极管的耐压。图2(b)为Flyback电路的相关理论工作波形，ugs2、uds2及ids2为Q2的驱动信号与电压电流应力，uD2为输出侧整流二极管的耐压。依据此工作模态设计电路。

图2 两级电路理论工作波形Fig.2 Theoretical waveform s of bipolar APFC circuit

2 主电路结构设计

图3示出了以SSL4101T控制芯片为核心的两级 Boost-Flyback 电源电路结构［7］。SSL4101T 是NXP公司的Green ChipⅢ+开关电源控制芯片，该芯片有16个引脚，内置相互独立的Boost控制器与Flyback控制器，集成度高。

图3 主电路原理结构图Fig.3 Main circuit princip lechart

系统上电之初，芯片VINSENSE引脚7检测到有输入电压之后，Vcc引脚1上的电容便通过来自HV引脚16上的高电压充电。当至启动电压且Flyback变换器的输出电压达至额定输出电压之后，芯片供电将由辅助绕组提供。而一旦Flyback变换器启动，FBCTRL引脚3电压就会被检测。

3 主电路元器件参数选型设计

设计制作输出功率100 W，输出电流350 mA，效率指标为0.92的两级式开关电源，重点对电路中的关键元器件进行参数设计与型号选择。

3.1 Boost拓扑电路设计

如图4所示，Boost级PFC升压电路中有4个点连接至芯片内部，电路将工作于临界导通准谐振模式。其中，升压电感L1中辅助绕组上的PFCAUX引脚8对升压电感的电压信号进行去磁过零检测，以确保通过芯片的波谷检测使得功率管能够在波谷进行零电压开关(ZVS)切换，减少开关损耗与EMI，该引脚与绕组之间需串入电阻，防止因过大的应力导致芯片烧坏，可设置R1=5 kΩ;PFCDRV引脚12为开关管驱动信号的输入端口;由R6、C3构成的RC网络通过PFCSNS引脚11能够实现该级电路的软启动及软关断，此外由R7检测到开关管的电流，当出现过电流时会关断驱动;VOSNS引脚9检测端口主要实现该级电路输出的过压保护以及开路、短路保护，调节R8实现不同的电压输出。本电源设计中设定前级输出直流电压U1=400 V。

图4 前级Boost PFC电路设计Fig.4 Design of preceding stage Boost PFC circu it

开关管Q1导通阶段，Uin全部加在电感L1上，其电流线性增加，二极管D1截止。令开关管驱动脉冲的占空比为D1，开关频率为f1，至开关管关断瞬间，电感电流iL1达到峰值iL1－max。此阶段有

开关管Q1关断后iL1通过二级管D1向输出侧流动，电源和电感向输出侧提供能量，电感电流iL1线性下降至0，此阶段对于升压电感有电流增减相等，故电压增益U1/Uin=1/(1－D1)。

若网侧输入电压电流有效值分别为Vac、Iac，输入功率为Pin，则综合输入侧的整流滤波电路后可以得出，进而计算升压电感

开关管以及二极管的最大电压应力为:

3.2 Flyback拓扑电路设计

电源后级Flyback变换器电路如图5所示，其输出侧采用了倍压半波整流结构。

图5 后级Flyback电路设计Fig.5 Design of backward stage Flyback circuit

该级电路原边绕组中的HV引脚16会对电压信号过零检测而使得开关管Q2波谷/零电压开通。原边电流峰值ip-max直接决定了功率输出量Po，而开关管的工作频率f2也伴随输出功率Po大小产生变化，具体f2—Po曲线如图6所示。

图6 Flyback运行模式f2—P o曲线Fig.6 f2—P o curve of Flyback operation m odes

可以看出，后级的输出功率也对前级PFC电路有影响，小功率输出即原边电流较小时，PFC电路不再工作。作者研究的电源处于“PFC on”以及准谐振模式下。芯片由FBSNS引脚10与FBCTRL引脚3的检测，进而确定后级电路将工作于何种模式下，该引脚也将对原边过电流检测，从而触发相应的保护动作。FBDRV引脚13产生Flyback级开关管的驱动信号，通过FBAUX引脚4实现对电路去磁以及输出过压、过功率检测。

开关管Q2开通时，电压U1加在原边绕组Wp上，副边整流二极管D6、D7截止，负载由滤波电容C6、C7提供。此阶段Wp等同于电感LWp，其电流ip与磁通Φ都线性增加，至开关管关断瞬间时ip到达峰值ip-max，存在关系

式(7)中，D2代表后级开关管驱动脉冲占空比，此阶段中绕组线圈磁通变化量

开关管Q2关断后，原边开路且副边绕组的感应电势反向，此时二极管D2导通，副边绕组Ws向负载提供能量，此阶段Ws也等同为一个电感LWs，副边绕组电流is及磁通Φ从最大值线性下降至0时，此阶段结束。

变压器充磁与去磁量相等ΔΦ+=ΔΦ－，得

以上过程中，开关管的峰值电压为

副边整流二极管承受最大反向电压

式(13)中n为匝比，Vp-spk、Vs-spk为原副边尖峰电压。

3.3 Flyback高频变压器设计

已知开关电源输出功率为Po，Flyback原边工作频率为 f2，开关管最大占空比为 D2-max［8］。

3.3.1 磁芯选择 磁芯材料选择MnZn铁氧体，Ac表示磁芯截面，其最大磁通密度Bm，Ui-max、Ui-min分别代表原边最大和最小输入电压。

3.3.2 原副边绕组匝数计算 令原边对副边的反射电压为Vset，则原副边的匝比为n=Ui/Vset，当输入电压Ui=Ui-min且负载最大时，占空比D=Dmax，得原边匝数

故而副边绕组匝数Ns=Np/n。

3.3.3 原边绕组峰值电流ip-max及感量Lp计算

3.4 功率元器件参数计算与选型

变压器的效率指标拟定为0.98，将设计指标带入以上公式(1)—(16)，可以得到以下结果:

Boost电路电感L1=463μH，经权衡以400μH感量绕制;开关管应力 uds1-max=400 V，ids1-max=iD1-max=3.4 A，二极管电压应力 uD1-max=400 V，故Boost PFC级电路开关管选TK13A60D型MOSFET，其最高耐压600 V，最大导通电流13 A;二极管选择MUR460;C1选择100μF/500 V的铝电解电容。Flyback电路中变压器原边感量Lp=750μH，原边匝数为45匝，副边为两个绕组并联输出，各绕49匝;开关管的电压电流应力 uds1-max=608.3 V，ids1-max=0.43 A，整流管最高电压uD6-max=uD7-max=282.2 V，故选择8N80L型号MOSFET，其最大导通电流为8 A，最高耐压800 V，两个整流二极管选择HER308，C6与C7是33μF/200 V的铝电解电容。

4 双环控制器设计

图7为双环控制器结构图。反馈回路采用两个回路，一个是电流环，控制输出电流，使之在输出电压范围内保持恒定;另一个是电压环，防止输出开路时输出电压过高而损坏电路。

图7 双环PI控制器Fig.7 Controller of double PIloops

电源正常工作时，由电流环控制;空载时才进入电压环。电源副边的芯片AP4310是一个双运放且自带2.5 V基准的芯片。芯片内两个运放分别作用于电压环和电流环，两个反馈环路都采用了传统PI调节器的结构。引脚3给电压环提供2.5 V电压基准，再通过采样电阻分压后，将作为电流环的电压基准，从而设定输出恒流值进入引脚5。Uout、Is分别为采集的电压、电流取样信号。电压环和电流环的切换通过对应二极管实现。当输出电压或电流满足一定条件时，对应的环将被激活，相应电路内部二极管阴极会被拉低，此时该运放支路将会被接入到整个系统中，而另外一个环路则不起作用［9］。

5 样机试验

试制了恒流350 mA的100W样机，输入电压范围是70～305 V，在给电源样机上220 V交流电后，测出开关管的应力波形如图8(a)(b)所示。图8(c)为反激开关管Q2在输入电压至波谷时开通的情景，图8(d)是整流二极管的电压应力及输出电流纹波。输出为满载286 V的LED电光源，测试仪器显示出样机的功率因数达到0.975，整机效率为92%，输出电流纹波系数控制在0.5% 以内，且电源具有较好的线性调整率。

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

6 结语

作者研制了基于SSL4101T控制芯片的开关电源，给出芯片的外围设计电路，分析了两级变换电路的工作过程并推导出重点元器件的应力参数公式，同时给出磁性元器件的设计依据。样机调试结果证明，该方案满载时输出电流纹波小，性能稳定。此外，EMI测试及高低温开机也较顺利，系统功率因数及整机效率都能够实现预期目标。整个设计方案有很好的推广价值与实用意义。

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