监测特高压换流变压器套管运行的智能电子装置

2013-04-13吴宝生盛戈皞阴春晓

电力与能源 2013年2期

吴宝生，盛戈皞，阴春晓

（上海交通大学电子信息与电气工程学院，上海 200240）

0 引言

特高压变压器套管是将变压器内部高、低压引线引至油箱外部与电网连接的重要部件，在长期运行中可能因污秽、腐蚀、闪络、发热、机械力等环境条件变化的影响，使得绝缘性能迅速下降，埋下隐患缺陷，如未及时发现并采取措施，潜在缺陷逐渐发展，可能引发绝缘击穿及设备损坏，造成重大的经济损失和设备影响。

据变压器故障数据统计［1］，套管故障占变压器故障的比例高达14%。因此，通过先进的状态监测手段、可靠的评价手段和寿命的预测手段来判断特高压换流变压器套管的运行状态，并且在一次设备运行状态异常时对套管进行故障分析，对故障的部位、严重程度和发展趋势做出判断，识别故障的早期征兆，并根据诊断结果在套管性能下降到一定程度或故障将要发生之前进行维修。

套管监测智能电子装置（IED）可以在线监测套管的介质损耗、末屏电流和电容量，通过监测量的横向和纵向比较，可掌握变压器套管的绝缘状态及其变化趋势。而传统在线介损测量（过零比较法、改进西林电桥法等）存在对硬件处理环节多、累计误差较大。在现场各种因素的影响和干扰下，很难达到介损测量要求的准确度。本文采用多通道同步采样技术和频率硬跟踪技术确保了介质损耗因数测量的准确性和可靠性。

1 测量算法

对特高压换流变压器套管的介质损耗、末屏电流和电容量的采样值，采用谐波分析法进行处理。谐波分析法的主要思想是通过离散傅立叶变换的方法，从离散采样信号中分离出信号的基波成分，包括幅值和相角，同时利用三角函数的正交性，排除高次谐波和采样装置中电子电路零漂的影响，从而达到较高的稳定性和测量精度。但是，如果不能满足同步采样和整周期采样，该方法就会产生频谱泄漏和栅栏效应，影响信号参数（尤其是相位）计算的准确性。

通常采用电阻R和电容C并联的等效电路分析高压容性设备的介损和避雷器的阻性电流，测量原理如图1所示。

图1 并联等效电路及矢量图

图中：u为系统中被测设备的运行电压；i为总的泄漏电流；ir为阻性电流；ic为容性电流。

谐波分析法实际上是对满足狄里赫利条件的电网电压u与流过试品的电流i进行傅立叶级数分解，其表达式为：

式中：U0为电压的直流分量；I0为电流的直流分量；k为谐波次数；Ukm为电压的各次谐波幅值；Ikm为电流的各次谐波幅值；αk为电压的各次谐波相角；βk为电流的各次谐波相角（k＝1，2，...，∞）。

由于介损测量只需要提取电压、电流中的基波分量，可以直接通过三角函数的正交性得到：

式中：A1、B1为傅里叶变换基波电压的余弦分量和正弦分量；C1、D1为傅里叶变换基波电流的余弦分量和正弦分量；α1为电压的基波相角；β1为电流的基波相角。

由于流过电容型试品的电流超前电压π／2，则其介损角正切为：

将式（3）～（6）代入式（7），可得：

2 系统组成与硬件设计

智能电子装置设计有6路容性设备信号调理电路，其中电压互感器（TV）3路，电流互感器（TA）3路，可实现特高压换流变压器三相套管同时监测。测量装置结构如图2所示。

图2 测量节点硬件结构图

采用如图2所示分布式测量结构以后，各个监测节点可以在同一时刻完成对变电站内被测电气设备的测量，方便地排除外部变化对监测结果的影响。而结构相同的电气设备在同一时刻所受到的影响因素基本相同，其监测数据间具有较强的可比性，通过纵向或横向的比较，可以把各种干扰因素在这一时刻的影响当成一个确定的误差来剔除，最终得到被测电气设备本身绝缘状况的真实变化。

3 同步采样技术

高压容性设备介损和氧化锌避雷器（MOA）阻性电流的在线监测节点，需要多路电压信号与电流信号的同步采样。为了完成电流信号和与之对应的电压信号之间的相角计算，需要同步的对电压和电流进行采样计算。

以往模数转换器件只有一个A／D转换器，在模数转换过程中采用轮询方式对各路信号进行采样，因此无法实现多通道同步采样。在介质损耗和MOA阻性电流的监测系统中，准确的相角计算对不同通道间信号采样的时间延迟提出了较高要求。在信号质量较好的情况下，可以认为在N个周期内采样的M 路信号是稳定的，通过人为的补偿方法可消除相位差。但是，如果信号干扰较大，同步的准确性就会很差，由此引入的随机相位误差，可能会对系统的精度产生严重的影响。

采用具有独立的6通道逐次逼近型（SAR）的模数转换器，转换处理和数据的精度是通过采样开始信号和一个内部晶振控制的，允许6路同步采样，这样能很好地对多路电压和电流信号进行同步采样。智能电子装置同步数据采集部分，主要完成监测数据同步采集功能［1］，系统设计为可工作在多个采样频率，之间通过跳线帽选择。同步数据采集部分结构图如图3所示。

图3 同步数据采集

同步采样A／D采样频率决定了智能电子装置对信号采集的精准度。当采集低频信号时，采用过高的采样频率将导致系统负担过重；当采集高频信号时，采用较低的采样频率将导致监测数据精度下降。因此，有必要为AD7606-6设计采样频率产生电路并具有频率可调范围，一是通过MCU ARM LPC2292定时器中断通过IO口输出频率；二是通过TA输出信号经倍频锁相电路得到AD7606-6采样频率，倍频倍数为可选。

3.1 LPC2292提供采样频率

由LPC2292提供AD7606-6采样频率的方式主要通过设置定时器，采用定时器中断输出频率方波，输出频率完全可调。该方式硬件设计是LPC2292的1个IO口连接1个33Ω然后与AD7606－6采样频率输入引脚相连。其流程示意图如图4所示。

图4 频率产生流程

3.2 TV信号锁相倍频提供采样频率

TV信号为电压互感器输出信号，其频率与电网频率保持同步，通过TV信号锁相倍频得到的采样频率为电网频率的整数倍，可以起到非常好的同步效果，从而大大提高监测变压器套管的精度，由TV信号转换为同频率的方波信号（由电压跟随、信号滤波和比较器构成）和锁相倍频电路组成。将TV信号转换为同频方波信号技术线路图，如图5所示。

图5 TV信号转换为同频方波信号电路图

4 频率跟踪技术

谐波分析法要求每个周期采样2N点，由于频率的波动，不能保证整周期采样。以往大多采用锁相环原理，设计1个频率自动跟踪电路，实时跟踪系统电压信号的频率变化，然后加1个频率自动跟踪电路，把倍频信号作为A／D转换的启动信号，这样可以有效保证整周期采样，但是这样的硬件电路比较复杂。而采用基于数字信号处理器（DSP）芯片的测频方法，可以有效地利用DSP事件管理器（EV）的捕获功能，参考频率信号经过差分运放缓冲后，输入到滞回比较器，转换的频率测量波形如图6所示。

图6 经过比较器的频率波形

由图6可以看出，经过比较器后得到与工频波形相对应的方波。只要测量相邻两个上升沿间的时间差，即可求得系统的实际频率。这种简易测量方法的电路简单，实时性好，完全能够满足实际应用的要求。如图7所示，利用EV捕获单元可以捕捉被测信号的有效电平跳变沿，由内部的计数器记录1个周波内标频脉冲个数，并通过相应的运算来得到被测频率的大小。

图7 捕获测频原理波形图

在进行介损和MOA阻性电流在线监测时，通常认为短时间内测得的电压、电流信号是平稳的周期信号。根据数字信号处理理论［2］可知，只要能够按照信号周期的整数倍长度进行采样（即整周期采样），再利用离散傅立叶变换（DFT）进行频谱分析，频域不会发生泄漏，就可以实现对域信号的准确分析，获得信号各次谐波的幅值和相位。

系统的频率经常会发生波动，但在很短的时间里可以认为是稳定的，即在正常情况下系统的频率不会发生突变。动态设定采样频率技术是在每次采样前先对系统频率进行测量，再根据得到的系统频率，确定采样频率，这样就能很好的保证整周期采样。

锁相倍频电路由计数器74 HC4040以及锁相环74HC4046构成。通过连接计数器不同的输出引脚得到不同的倍频倍数，74 HC4046实现锁相功能。锁相倍频电路电路图如图8所示。（图8中的连线由绘图员添加）

图8中U501为12位二进制脉冲计数器（74 HC4040），具有1个异步超限复位控制输入引脚、12个并行输出引脚（Q1—Q12）、1个时钟信号输入引脚，在时钟信号的下降沿发生计数跳变。异步超限复位引脚通过下拉电阻R599（10 kΩ）接地，使得74 HC4040处于循环计数状态。Q12—Q7引脚分别有排针引出，可通过跳线帽进行选择，每个输出对应不同的倍频倍数。

倍频频率可按f＝f基波×2n计算，式中n为倍频倍数，当跳线帽选择Q12输出时，f＝50× 212＝204.8 k Hz，近似为200 k Hz。当跳线帽选择Q11输出时，采样频率将变为近似100 k Hz，进而得出Q10对应50 k Hz，Q9对应25 k Hz，Q8对应12.5 k Hz，Q7对应6.25 k Hz。锁相倍频电路可以使得AD7606-6采样频率在6.25～200 k Hz之间灵活变化，操作方便而且可靠性高。

图8中U502为锁相环芯片（74HC4046），1号脚为芯片锁相成功指示引脚，3号脚为比较器输入，4号脚为频率输出引脚，6号脚为电容C502连接端A，7号脚为电容C502连接端B，9号脚为压控振荡器（VCO）输入引脚，11号脚为电阻R501连接端，12号脚为电阻R502连接端，13号脚位相位比较器2输出引脚，14脚为信号输入引脚。

74 HC4046内部原理图如图9所示，输入信号Ui从14脚输入，经放大器A1进行放大、整形后，加到相位比较器1号脚和2号脚的输入端，图9中开关K拨至13脚，则比较器2号脚将从3号脚输入的比较信号UO与输入信号Ui作相位比较，从相位比较器输出的误差电压Uψ则反映出两者的相位差。Uψ经R3、R4及C2滤波后，得到一控制电压Ud加至VCO的输入端9脚，调整VCO的振荡频率f2，使f2迅速逼近信号频率f1。VCO的输出又经除法器再进入相位比较器2，继续与Ui进行相位比较，最后使得f2＝f1，两者的相位差为一定值，实现了相位锁定。

图9 74HC4046内部原理框图

5 现场测试结果及分析

图10 套管末屏电流监测

换流变压器套管监测IED装置的安装，如图10所示。

图11给出了1组在实验室变压器套管在1个月内监测套管介损的数据曲线。套管介损波动范围：A相为0.75%～0.85%，B相0.35%～0.45%， C相0.25%～0.35%；温度变化范围为14～24℃；湿度的变化范围为50%～95%。

由图11可看出两点：一是介损值在小范围内发生波动，主要是受温度、湿度等因素的影响。环境温度的变化将影响设备本体与周围环境之间的热交换，使得绝缘材料自身温度发生改变，从而影响绝缘材料的损耗特性。通过对测试数据的统计分析，发现1天内介损（tanδ）的测量值随环境温度呈现周期性的变化，白天随温度上升而增加。另外，1天内空气的相对湿度波动范围较大，倘若空气相对湿度较高，加上表面污秽的影响，会使沿绝缘子表面泄漏电流增大，导致tanδ测量值大幅上升。二是A相介损值偏大，但其变化趋势不是逐渐增大，而是在比较平稳的范围内波动，需要加强监视，待停电后进行套管试验后再行比较。B相介损基本没有什么影响，C相介损偏小，但属于正常。