不对称半桥副边谐振PWM变换器

陈章勇1,2，许建平1,2，张斐1,2，王金平1,2

(1.西南交通大学 电气工程学院，四川成都 610031;

2.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川成都 610031)

不对称半桥副边谐振PWM变换器

陈章勇1,2，许建平1,2，张斐1,2，王金平1,2

(1.西南交通大学 电气工程学院，四川成都 610031;

2.西南交通大学磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室，四川成都 610031)

针对不对称半桥(asymmetric half bridge,AHB)变换器占空比变化范围宽而带来输出二极管电压应力高、且存在电压增益曲线呈非线性特性的问题，研究了AHB副边谐振(secondary side resonant,SSR)PWM开关变换器。AHB-SSR-PWM变换器原边采用不对称脉冲宽度调制，实现了开关管的零电压开通(zero voltage switching,ZVS)，且原边开关管的电压应力箝位在输入电压；AHB-SSR-PWM变换器副边用带滤波电感的谐振支路代替传统的半波整流支路，实现了输出二极管的零电流关断(zero current switching,ZCS)。此外，AHB-SSR PWM开关变换器的输出端存在滤波电感，减小了输出电压的纹波。分析结果表明，输出二极管的电压应力几乎与占空比无关；电压增益与隔离Buck类变换器类似，呈现线性增益特性。通过一台200 V输入，24V/2A输出的实验模型验证了理论分析的正确性。

AHB-SSR-PWM变换器;不对称半桥;谐振变换器;零电压开通;零电流关断

0 引 言

控制型软开关变换器[1-2]几乎不需要增加开关变换器主电路的元器件数量而受到工业界的青睐。不对称半桥(asymmetric half bridge,AHB)变换器[3-9]是典型的控制型软开关变换器，通过恒频控制可以实现AHB变换器开关管的零电压开通，在中小功率场合尤其在LED街灯应用场合[10-12]具有广泛的应用前景。然而，AHB变换器仍存在输出二极管电压应力不对称而造成宽范围输入二极管电压应力较高[4]、电压增益呈非线性特性[5-6]、输出二极管存在尖峰振荡[9]等问题。

文献[4]提出的AHB-Flyback变换器拓扑由于输出端只存在一个二极管解决了电压应力不对称的问题，但二极管的电压应力仍然较大。由文献[5-6]分析可知，AHB变换器电压增益呈现非线性特性，致使变换器的占空比只能在0～0.5的变化范围内工作。文献[7]提出的双变压器AHB变换器方案缓和了占空比受限的问题，文献[8]建立了该变换器的小信号模型。然而，文献[7-8]并未从根本上解决占空比受限的难题，同时双变压器方案增加了成本和变换器拓扑复杂度，难以推广应用。文献[9]提出的减少AHB变换器副边整流二极管电压尖峰振荡的方案，减小了吸收回路的损耗和二极管的导通损耗，从而提高变换器的效率。

为了进一步改善AHB变换器的性能，减小AHB输出二极管的反向恢复损耗问题成为目前的难题。文献[13-14]在隔离变换器的变压器副边利用谐振技术实现了副边二极管的零电流关断(zero current switching,ZCS)，但是由于该电路中没有输出滤波电感，造成输出电流纹波较大，需选取较大的输出滤波电容。文献[15]采用交错并联技术减小了输出电流纹波，但增加了成本且需要额外的负载均流控制。文献[16]提出LmC谐振变换器，其输出端存在滤波电感，且保留了传统LLC变换器的软开关特性，但是LmC谐振变换器采用变频控制，增加了滤波器的设计难度。文献[17]提出带输出滤波电感的双端整流(double-ended recti fi er,DER)变换器，减小了输出电流纹波，但仍然存在二极管的反向恢复损耗。

针对AHB变换器的研究现状，研究了一种不对称半桥(asymmetric half bridge,AHB)副边谐振(secondary side resonant,SSR)PWM变换器。虽然AHB-SSR-PWM开关变换器拓扑结构与文献[17]相同，但是由于变压器副边漏感参与谐振，它们的工作特性完全不同。AHB-SSR-PWM开关变换器实现了输出二极管的ZCS，消除了二极管的反向恢复损耗。同时，输出端滤波电感的存在，减小了输出电压纹波。此外，AHB-SSR-PWM开关变换器原边采用APWM调制策略，实现了开关管的零电压开通(zero voltage switching,ZVS)和恒频控制，简化了滤波器的设计。本文详细分析了AHB-SSRPWM开关变换器的工作模式及稳态特性，给出了变换器实现软开关的条件。最后，通过一台200V输入，24V/2A输出的实验模型来验证理论分析的正确性。

1 工作模式分析

AHB-SSR-PWM开关变压器拓扑结构如图1所示。

图1 AHB-SSR-PWM开关变换器Fig.1 AHB-SSR-PWM switching converter

为了简化AHB-SSR-PWM开关变换器分析，作如下假设：

1)开关管S1和S2工作于APWM模式，且有一定的死区时间，开关管S1的占空比为D，除反并联二极管与输出电容外，开关管S1和S2是理想开关；

2)变压器模型由n:1的理想变压器、励磁电感Lm和原副边漏感Lr1、Lr2组成；且Lm>>Lr1，Lo>>Lr2；

3)变压器原边电容Cb为隔直电容，可认为其电压保持不变；输出电容Co足够大，可以认为输出电压Vo恒定不变；且Cb>>Cr/n2,Co>>Cr;

4)变换器工作于稳态。

在一个开关周期内，AHB-SSR-PWM开关变换器存在如图2所示的7种工作模态，其主要工作波形如图3所示。

模态1[t0～t1]：t0时刻，原边电流ip初值为负值，开关管S1的反并联二极管导通，为原边电流ip提供电流流通路径。副边谐振电感电流is等于输出滤波电感电流iLo，输出二极管Do关断。由于原边漏感远小于励磁电感，可以忽略漏感电压，则励磁电感电压等于Vin−VCb，励磁电感电流im线性上升，其表达式为

变压器原边电流等于励磁电感电流与副边电流通过理想变压器折算到原边的电流之和，即

变压器副边满足电路方程

联立式(3)和式(4)解得

模态2[[t1～t2]：t1时刻，变压器原边电流ip线性上升到零，开关管S1开通。模态1中开关管S1的反并联二极管的导通，保证了开关管S1的零电压开通。开关管S1开通后，励磁电感电流im继续线性上升；变压器副边输出二极管关断，谐振电感电流is等于输出滤波电感电流iLo，变换器向负载传递能量。模态2的电路方程与工作模态1的电路方程相同。

模态3[t2～t3]：t2时刻，开关管S1关断，原边电流ip对开关管的输出电容CS1、CS2分别充电和放电，由于CS1、CS2很小，原边电流ip较大，可认为充放电过程极短，变压器原副边电流保持不变。

模态4[t3～t4]：t3时刻，开关管S1的输出电容CS1的电压充电到Vin。开关管S2的反并联二极管导通，为励磁电感电流im提供流通路径，保证了开关管S2的零电压开通。隔直电容电压VCb加到励磁电感Lm上，变压器原边电压vp等于–VCb，im线性下降。原边折算到副边的电压vs=–VCb/n，使输出二极管承受正向电压而导通，输出滤波电感承受负压，电流iLo线性下降。输出滤波电感电流为

变压器副边组成谐振回路，满足电路方程

模态5[t4～t5]：t4时刻，变压器原边电流ip下降到零，开关管S2开通。模态4中开关管S2的反并联二极管的导通，保证了开关管S2的零电压开通。开关管S2开通后，励磁电感电流im继续线性下降，输出二极管Do继续导通，输出滤波电感电流iLo继续线性下降，模态5的电路方程与模态4相同。

模态6[t5～t6]：t5时刻，谐振电感电流is等于输出滤波电感电流iLo，输出二极管Do实现ZCS，与工作模态1分析类似，可得

模态7[t6～t7]：t6时刻，开关管S2关断，原边电流ip对开关管的输出电容CS1、CS2分别充电和放电。当开关管S2的输出电容电压充电到Vin时，开关管S1的反并联二极管导通，开始下一个开关周期。

图2 AHB-SSR-PWM开关变换器工作模态及其等效电路Fig.2 Operation modes and equivalent circuit of AHB-SSR-PWM switching converter

图3 AHB-SSR-PWM开关变换器的关键波形Fig.3 Key waveforms of AHB-SSR-PWM switching converter

2 稳态特性分析

由于模态3和模态7的工作时间极短，在进行稳态特性分析时，可以忽略死区时间和占空比丢失对变换器工作特性的影响。由前面的工作模态分析可知，根据励磁电感Lm的伏秒平衡可得

由式(16)可得隔直电容Cb的电压为

由变压器副边回路可知，在一个开关周期内，电感上的平均电压为零，所以谐振电容平均电

压VCr=–Vo，输出二极管的电压为在一个开关周期内，输出二极管Do的平均电压VDo等于输出电压Vo，则对式(18)求平均，可得输出电压为

式中，∆t57=t7–t5。实际工作中时间段∆t57，为了简化计算，可以认为在[t5,t7]时间段内，谐振电容电压为–Vo–∆v且保持不变，则输出电压近似为

又由式(6)可知，谐振电容的纹波可表示为

由于AHB-SSR-PWM开关变换器副边漏感Lr2远小于输出滤波电感Lo，变量K1、K2极小，可以认为K1≈0，K2≈0。因为输出滤波电感较大，其纹波电流可忽略不计，可以认为流过输出二极管Do的电流为正弦半波，即有∆t57=(1−D)Ts–Tr/2。因此，将式(21)代入式(20)可得变换器的电压传输比为

式中：Ts为开关周期;品质因数Q=Lo/RTs;谐振半波占空比Dr=Tr/2Ts。定义变量K为

则电压增益表达式为

当谐振半波占空比Dr一定，负载品质因数Q变化时，变量K随占空比D的变化曲线如图4(a)所示。由图4(a)可知，随着负载的逐渐减小，品质因数Q减小，变量K的变化范围限制在区间[–0.3，0.3]。由图4(a)可知，当占空比超过0.835时，变量K急剧变化。当负载品质因数Q一定，谐振半波占空比Dr变化时，变量K随占空比D的变化曲线如图4(b)所示。由图4(b)可知，谐振半波占空比Dr较小时，变量K的峰值增大，甚至接近于1或是超过1(Dr=0.05)。当变量K峰值超过1时，AHBSSR-PWM开关变换器在D∈[0，1]范围内将会呈现正负增益特性。

图4 参量K(D)随占空比D的变化曲线Fig.4 Curves of parameter K(D)

由式(24)可知，谐振半波占空比Dr一定，负载品质因数Q变化时，AHB-SSR-PWM开关变换器的增益特性曲线如图5(a)所示。由图5(a)可知，在轻载条件下，AHB-SSR-PWM开关变换器的增益特性曲线与隔离Buck变换器类似，呈现线性增益特性；满载条件下，AHB-SSR-PWM开关变换器增益呈现非线性增益特性。负载品质因数Q固定，谐振半波占空比Dr变化时，AHB-SSR-PWM开关变换器的增益特性曲线如图5(b)所示。随着谐振半波占空比Dr的逐渐增加，AHB-SSR-PWM开关变换器的增益特性曲线趋于线性化。所以在设计AHBSSR-PWM开关变换器时，应尽量使谐振半波占空比Dr越大越好。

图5 增益特性曲线Fig.5 Curves of voltage transfer ratio

3 工作特性分析

3.1 副边二极管软开关实现条件

由图2所示的AHB-SSR-PWM开关变换器的工作模式及图3所示的工作波形可以看出，输出二极管实现软开关的条件是：在开关管S2关断之前谐振电感电流is等于输出滤波电感电流iLo。由于输出滤波电感较大，其纹波电流可忽略不计，可认为输出二极管Do的电流为正弦半波，因此AHBSSR-PWM开关变换器输出二极管实现软开关的条件为

式中：谐振频率fr=ωr/2n;Ts为开关周期。

由式(21)谐振电容的纹波表达式可知，谐振电容Cr满足

图6为不同谐振电容电压纹波∆v时，谐振电容随占空比D变化的曲线。由图6可知，当谐振电容电压纹波为输出电压的20%时，整个占空比范围内，谐振电容值在5μF以下，可选取等效串联电阻较小的非电解电容。

图6谐振电容随占空比的变化曲线Fig.6 Curves of resonant capacitor selection

当谐振电容Cr确定后，由式(25)可得实现AHBSSR-PWM开关变换器输出二极管零电流关断的谐振电感条件为

3.2 副边二极管电压应力分析

在分析副边二极管电压时，认为K1≈0，K2≈0，由式(18)可知，输出二极管的电压应力为

取谐振电容纹波∆v=20%vo，可得二极管电压应力随占空比的变化曲线如图7所示。而传统副边Forward结构的AHB变换器输出二极管的电压应力分别为Vin/D和Vin/(1−D)，随占空比变化明显，因此，可以认为AHB-SSR-PWM开关变换器的二极管电压应力几乎不受占空比D的影响。

图7 二极管电压应力随占空比的变化曲线Fig.7 Curves of diode voltage stress selection

4 实验验证

由以上分析可知，谐振占空比Dr对变换器的增益特性有较大影响。由图5(b)可知，Dr较小时增益曲线呈非线性关系；Dr较小时二极管电流峰值电流较大；由式(25)可知，为了满足二极管ZCS，需满足Dr<1−D，则Dr选取较大会限制占空比的变化范围。因此，折中考虑选取谐振占空比Dr=0.2。由图6可知，当谐振电容电压纹波为输出电压的20%时，谐振电容Cr=3.3μF。为了实现二极管ZCS，当占空比Dmax=1−Dr=0.8时，代入式(27)可得Lr2<0.5μH，实验中取Lr2=0.5μH。AHB-SSRPWM开关变换器的主要参数如表1所示，由实验参数可得，满载时的品质因数Q=0.434。

为了验证理论分析，搭建了AHB-SSR-PWM开关变换器的实验模型，变换器的实验波形分别如图8和图9所示。开关管S1、S2的电压电流波形分别如图8(a)和图8(b)所示，由图8(a)和图8(b)可知，开关管电流iS1、iS2存在负值，致使在开关管S1、S2导通之前反并联二极管导通，实现了开关管S1和S2的ZVS。变换器副边的主要波形如图9所示，由图可知输出二极管Do实现了ZCS。变换器的效率曲线如图10所示，由图可知最高效率达到96.5%。

表1 变换器的关键参数Tab.1 Key parameter of converter

图8 开关管的实验波形Fig.8 Drain voltage and switch current for S1and S2

图9 变换器副边的实验波形Fig.9 Experimental results of secondary of converter

图10 效率曲线Fig.10 Curves of ef fi ciency

5 结论

研究了不对称半桥副边谐振PWM(AHB-SSRPWM)开关变换器,采用不对称脉宽调制策略和变换器副边谐振技术,实现AHB-SSR-PWM变换器开关管的零电压开通和输出二极管的零电流关断,并且减小输出电压纹波。同时,解决传统AHB变换器因占空比变化范围宽而带来输出二极管电压应力高、电压增益曲线呈非线性特性等问题,使输出二极管的电压应力几乎不受占空比影响,且整个占空比范围内电压应力仅为输入电压折算到副边电压的1.1倍左右。此外,在满足一定条件下,AHB-SSRPWM变换器电压传输比几乎呈现隔离Buck类变换器的增益特性。在中小功率场合尤其在LED街灯应用场合,AHB-SSR-PWM变换器可作为可供选择的候选变换器拓扑,具有一定的应用前景。

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(编辑：于双)

Asymmetric half-bridge secondary-side resonant PWM switching converter

CHEN Zhang-yong1,2,XU Jian-ping1,2，ZHANG Fei1,2,WANG Jin-ping1,2
(1.School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China;2.Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle,Ministry of Education,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China)

The wider duty ratio variation range of the asymmetric half-bridge(AHB)converter under wider input voltage variation range brings high voltage stress of the output diode and produces nonlinear voltage gain.Asymmetric half-bridge secondary-side-resonant PWM(AHB-SSR-PWM)switching converter was analyzed in the paper.The primary side of the AHB-SSR-PWM converter utilizes asymmetric pulse width modulation(APWM)to achieve zero-voltage switching(ZVS)of the switches and clamps the voltage of the switch to the input voltage.Zero current switching(ZCS)of the output diode was achieved by the half-wave recti fi er circuit with a fi lter inductor and resonant branch in the secondary side of the AHB-SSR-PWM converter.The output fi lter inductor in the AHB-SSR-PWM converter reduced the output voltage ripple.The analysis results show that the output diode voltage stress is independent of the duty cycle,and the voltage gain is almost linear,similar to that of the isolation Buck-type converter.Finally,a 200V input,24V/2A output experimental prototype is built to verify the theoretical analysis.

AHB-SSR-PWMconverter;asymmetrichalf-bridge;resonantconverter;zerovoltageswitching;zero current switching

TM 46

A

1007–449X(2013)10–0039–07

2013–03–20

国家自然科学基金(51177140);中央高校基本科研业务费专项资金(2682013ZT20)

陈章勇(1988—),男,博士研究生,研究方向为高频隔离软开关变换器、功率因数校正技术;

许建平(1963—),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子与电力传动;

张 斐(1984—),男,博士,研究方向为功率因数校正变换器拓扑及其控制算法;

王金平(1984—),男,博士,研究方向为开关变换器拓扑及控制方法。

陈章勇